本发明一般涉及无线通信网络，以及具体涉及多模式多载波配置。
背景技术：
由第三代合作伙伴项目(3gpp)的成员所开发的所谓长期演进(lte)无线通信网络在下行链路中使用正交频分复用(ofdm)，并且在上行链路中使用离散傅立叶变换扩展(dft扩展)ofdm(又称作单载波频分多址或fdma)。因此，基本lte下行链路物理资源能够被看作是如图1所示的时间-频率网格，其中各资源单元对应于一个ofdm符号间隔期间的一个ofdm副载波。上行链路子帧具有与下行链路相同的副载波间距，其中副载波间距是一个副载波的中心与紧邻副载波的中心之间的频率的差。上行链路子帧在时域中具有与下行链路中的ofdm符号相同数量的单载波fdma(sc-fdma)符号—换言之，符号时长对于ofdm下行链路和sc-fdma上行链路是相同的。
在时域中，lte下行链路传输被组织成10毫秒的无线电帧，各无线电帧由长度tsubframe=1毫秒的十个相等大小的子帧组成，如图2所示。对于正常循环前缀，一个子帧由十四个ofdm符号组成。各符号的时长、即符号间隔大约为71.4微秒(μs)。
此外，通常按照资源块来描述lte中的资源分配，其中资源块对应于时域中的一个时隙(0.5毫秒)以及频域中的十二个毗连副载波。在时间(1.0毫秒)上一对两个相邻资源块称作资源块对。在频域中从系统带宽的一端由0开始对资源块编号。
下行链路传输是动态地调度的，因为在各子帧中，基站传送与在当前下行链路子帧中向哪些终端传送数据以及在哪些资源块上传送数据有关的控制信息。这个控制信令通常在各子帧中的前1、2、3或4个ofdm符号中传送。这个数量n=1、2、3或4称作控制格式指示符(cfi)，并且由基站在各下行链路子帧的第一ofdm符号间隔中广播。下行链路子帧还包含公共参考符号，这些公共参考符号是接收器已知的，并且用于控制信息的相干解调。在图3中示出采用cfi=3个ofdm符号作为控制的下行链路系统。
图3所示的参考符号是小区特定参考符号(crs)，并且用来支持多个功能，包括用于某些传输模式的信道估计以及精细时间和频率同步。
虽然lte网络的开发和部署为用户提供了极大增加的无线数据速率，并且已经使得能够开发各种各样的移动宽带(mbb)服务，但是对于这些服务的需求持续增长。除了对于改进的带宽和性能的这种增加的需求之外，用于如机器至机器(m2m)装置之类的专用装置的新应用持续被开发。这些市场力量表明，需要具有改进的灵活性的无线通信技术，以便更好地匹配对于移动数据应用的各种服务要求。
技术实现要素：
在基于ofdm的无线电接入方案中，窄的和相对较宽的副载波促成不同类型的服务。当前lte标准使用固定的副载波间距，因此，当涉及到满足高度变化的服务质量(qos)要求时是相对不灵活的。这对于时间关键的服务尤其如此。新物理层设计(在下文公开其细节)以其混合模式操作使用较小的和可变大小的子帧。还公开了用于以灵活适应不同应用的要求的这种方式来利用为这个新物理层定义的可缩放性的方法和设备。
在本文所述技术的一个方面，一种无线传送器形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号，并且形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。该无线传送器在频带中同时传送第一和第二信号，使得第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且使得第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
在本文所述技术的另一方面，一种无线接收器在频带中接收射频信号，并且从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号。该无线接收器还从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。由无线接收器所处理的第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且在时间上重叠所述时间间隔的至少一个，以及第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
本文中详述与上述各方面对应的各种方法和设备，作为这些方面的附加细节和细化。当然，本发明并不局限于上述特征和优点。本领域技术人员通过阅读以下详细描述以及参见附图，将会认识到额外的特征和优点。
附图说明
图1示出说明按照一些实施例的lte下行链路物理资源的简图。
图2示出按照一些实施例的lte时域结构的简图。
图3示出按照一些实施例的下行链路子帧的简图。
图4示出按照一些实施例的多模式配置。
图5示出按照一些实施例的网络接入节点的框图。
图6示出能够在一些实施例中使用的ofdm调制方案的框图。
图7示出能够在一些实施例中使用的ofdm解调方案的框图。
图8示出能够在一些实施例中使用的dfts-ofdm调制方案的框图。
图9示出能够在一些实施例中使用的dfts-ofdm解调方案的框图。
图10示出按照一些实施例在各时间间隔中使用多个ifft调制方案的信号生成。
图11示出按照一些实施例在传送器节点中用于多载波调制的方法。
图12示出按照一些实施例在接收器节点中用于多载波解调的方法。
图13示出按照一些实施例的用户设备的框图。
图14示出按照一些实施例作为传送器来操作的节点的功能实现。
图15示出按照一些实施例作为接收器来操作的节点的功能实现。
具体实施方式
近年来无线装置和应用的数量在迅速增长，并且这个趋势在将来很有可能持续。这种增长传达出需要新的无线电接入技术(rat)(其可被看作是“5g”(第五代)无线技术)的信号。5g的当前规划的关键目标之一是将网络所提供的服务扩大到超出移动宽带(mbb)。新使用情况可伴随新要求出现。同时，5g还应当支持非常宽的频率范围，并且当涉及到部署选项时应当非常灵活。
随着具有高度变化的应用需要、即服务质量(qos)参数和部署场景的新应用的出现，单一的不灵活的物理层技术不足以获得所期望的性能特性。具体来说，例如，与符合lte的当前规范的系统所提供的服务相比，显然一些服务要求更短的传输时间间隔(tti)，以便减少等待时间。在ofdm系统中，可通过改变副载波间距来实现更短的tti。但是，其它服务需要宽松的同步要求或者对延迟扩展的极高健壮性的支持—在以循环前缀来操作的系统中这可通过扩展循环前缀来完成。这些只是可能要求的示例。
但是，显然，选择诸如副载波间距和循环前缀长度之类的ofdm参数是冲突目标之间的权衡。这表明下一代或“5g”无线电接入技术必须提供对于传输参数的若干变体(通常称作“数字学”)的灵活支持。这类传输参数可能是符号时长、即ofdm符号间隔的长度，其与ofdm系统中以及若干其它多载波调制系统中的副载波间距直接相关。可能采用这多个数字学灵活指定的另一个传输参数是循环前缀时长，即，分配给循环前缀的ofdm符号间隔的那个部分的长度。
此外，能够在相同频带上同时支持若干服务是有益的。这虑及不同服务之间的如带宽之类的资源的动态分配以及有效实现和部署。这又引起对于在相同频带上同时使用多个数字学的需要。注意，术语“频带”在这里用来表示无线电接入网所使用的载波或者频率相邻载波的集合。这是本文所述的详细技术的起点。
在这个上下文中，当前正在设计用于未来一代的蜂窝网络的高度灵活的物理层。这个新物理层设计着眼于满足宽范围的变化的qos要求，包括等待时间、可靠性和吞吐量。在这个新物理层设计中，提议使用不同副载波间距来获得物理层对变化的要求的可缩放性。另一个特征在于，它应当支持混合模式操作，其允许不同副载波间距在相同频带内同时共存。
当在本文中使用术语“混合模式操作”时，该术语的本质如下：在传送节点，生成两个或更多的多载波信号，这些信号均由一个或多个符号组成，但是这些多载波信号具有关于副载波间距和/或符号时长和/或循环前缀长度的不同参数。具体来说，两个信号的符号时长(以及信号的其它参数)经过选择，使得即使两个信号的符号时长可不同，符号边界也周期性地对齐。在一些实施例中，以1毫秒周期性获得对齐—这提供与现有lte技术的良好匹配，使得lte信号能够在相同频带中与具有不同副载波间距和/或符号时长的一个或多个其它多载波信号组合。
因此，在未来网络(广义地称作“5g”网络)中，设想多模式多载波配置以满足不同应用和服务的变化的qos要求。这种方式会支持不同的副载波间距(或者对应地支持不同的ofdm符号大小)，这可按照使得不同ofdm符号长度很好地结合在一起以便促进不同ofdm配置的互通性的方式来定义。副载波间距、ofdm符号时长和循环前缀的每个组合可称作“数字学”。
在频带的不同部分上同时使用若干数字学(即、若干副载波间距和/或ofdm符号大小)所存在的一个问题是，某些“系统功能”将对频带的若干部分具有影响。一种这样的系统功能是双工方向切换—这需要应用于频带的所有部分并且因此必须与使用中的所有数字学兼容。第二种系统功能是无线电资源管理(rrm)—为了完全收获共享资源的益处，rrm需要对频带的所有部分起作用。第三种系统功能是接收器时间对齐。
这些系统功能要求跨频带同步的动作。但是，如果这种动作没有与频带的所有受影响部分的符号边界对齐，则性能降级也会发生。
因此，本文详述的技术和设备针对一种设计成同时传送多个多载波信号的系统，多个信号具有不同的数字学。多个信号经过频域复用。各信号是一个或多个符号(例如ofdm符号)的序列以及还有其它传输(例如循环前缀)。所述技术实现符号开始和结束时间(符号边界)的周期性对齐。按照本发明，这通过选择两个或更多信号的数字学来获得。周期性对齐发生的时刻是用于改变双工方向或者执行其它“系统功能”动作的可能点。
虽然本文所提供的具体示例中的若干示例是基于作为基本多载波调制方案的ofdm的使用，但是如果信号的部分或全部是经预编码的ofdm传输、比如离散傅立叶变换扩展ofdm(dfts-ofdm)(其又称作单载波频分多址(sc-fdma))，则这些技术也同样良好适用。将会理解，如本文所使用的术语“多载波调制”指的是这些方案中的任一个以及其中通过将数据分为若干分量并且在频带内经由分开的载波信号发送这些分量的每个来传送数据的其它多载波调制方案。(这些分开的载波信号通常称作“副载波”。)因此，本文提到不同的多载波调制方案可指的是基本调制技术的差异或者多载波调制参数(例如符号时长和/或副载波间距)的差异或者这两者。
本文所述的技术涉及一种系统，该系统由于上述原因而被配置成同时传送多个多载波信号，这些信号具有例如关于符号长度、副载波间距等的不同多载波调制参数(数字学)。各信号由符号(例如ofdm符号)的序列和保护周期(例如由零组成的循环前缀或保护周期)来组成。
为阐述的简洁起见，以下论述将参照signal_1和signal_2。应当容易理解，可以直截了当的方式将所述技术扩展到n>2个信号。
第1类技术—恒定循环前缀时长
通过tsymb_n表示signal_n中的每个符号的时长并且通过tcp_n表示signal_n的循环前缀的时长。按照所公开技术的一些实施例，对于信号中的至少两个，以如下方式来选择符号时长和循环前缀时长：
x(tcp_1+tsymb_1)=y(tcp_2+tsymb_2)=t,
其中，x和y为整数数量。一般来说，x和y经过选择以使得t足够短，例如，以便为时分双工(tdd)切换提供合理的间隔，或者以便为传送参考信号或同步信号提供便利周期性。
以上内容还可表达如下：signal_1和signal_2的参数经过选择，使得两个信号的每个的整数数量的符号(以及在一些实施例中的保护间隔)刚好放入给定时间间隔中。这创建两个信号的符号的边界之间的周期性对齐。
示例1：在一些实施例中，t被表达为1/zms，其中z为整数。这允许与lte的便利共存。
示例2：符号时长可经过选择，使得(fs=9/8*30.72mhz)。
下面的表1列出对于给定的抽样频率fs，用于数字学的示例集合n=1…11中的各成员的符号时长和循环前缀长度。这些数字学的全部或子集可用于按照当前所公开的技术操作的系统中，使得这些数字学中的任何两个或更多个可被同时应用，其中同时应用的调制方案以使得两个已调制信号的符号的边界之间存在周期性对齐的这种方式来对齐。
示例3—t足够低可意味着t是终端可在单个双工方向上传送的最短时间。t也可以是信号的任一个中的某个序列—例如参考信号序列或者预期用于同步或波束发现的序列—的传输的周期性。
第2类技术—与循环前缀的变化的长度对齐
应当指出，此类中的一般技术可视为第1类技术的一般化。通过tcp_n(m)表示信号n的符号m的循环前缀的时长。按照根据技术的这个第2类的一些实施例，信号1和2的符号和循环前缀时长经过选择，使得：
其中k、l是任意整数。k和l可以为零。
示例4—变化的循环前缀。表2示出落入间隔t之内的七个符号的循环前缀的示例集合。在这个示例中，符号时长在七个符号之中恒定为2048个样本时间(1/fs)。循环前缀按照预定模式改变，使得给定间隔t中的前四个符号具有424个符号长的循环前缀，而随后三个符号具有416的循环前缀。在这个示例中，t=2048*7+424*4+416*3=17280/fss。例如，给定30.52mhz的样本时钟，t=562.5微秒。
与符号对齐的周期性对齐的双工方向切换
在一些实施例中，网络节点被配置成使得双工方向切换(即沿第一方向的传输/接收与沿第二方向的传输/接收之间的传输)在t所定义的时刻发生，其中，所应用的多载波调制数字学具有使得已调制信号中的符号以t的间隔对齐的符号定时。给定切换在t0发生，则后续切换能够仅在t0+zt发生，其中z为整数。
signal_1和signal_2的生成和复用
当使用ofdm或相关多载波调制技术时，两个信号signal_1和signal_2可使用快速傅立叶逆变换(ifft)或者略微更一般来说使用离散傅立叶逆变换(idft)来生成。零在signal_1的ifft之前被插入信号中，以匹配signal_2的带宽。零在signal_2的ifft之前被插入信号中，以匹配signal_1的带宽。使signal_1通过ifft和滤波器，使signal_2也通过ifft和滤波器。然后叠加(相加)信号。图10(下面更详细论述)示出涉及两个多载波调制方案(第一个具有16.875khz的副载波间距，以及第二个具有四倍、即67.5khz的副载波间距)的信号生成过程的示例。如在该图中所见，第二调制方案的符号时长是第一调制方案的符号时长的四分之一，并且符号在每第四个符号对齐。
为了便于实现，在一些情况下增加不同信号之间的保护频带可能是有利的。在那种情况下，通过在信号之间插入附加零而牺牲带宽的一部分，使得一组副载波没有携带信号能量。这放宽对用于在传送器和接收器这两者中分离信号的滤波器的要求。在图10的示例中，存在119个窄副载波或者大约2mhz的保护频带。
signal_1和signal_2的叠加的不同可能性
在图10所示的示例中，两个已调制信号在时域中叠加—省略一个或多个信号到模拟域的转换和组合信号的上变频的细节，但例如熟悉ofdm传送器的设计的人员熟知这些细节。将会理解，可在数字域中、使用基带信号或者在中间频率上、或者在模拟域中、在功率放大器之前或之后、或者通过空中、即通过从不同天线传送两个(或更多)信号来进行信号的叠加。
使用signal_1和signal_2之间的已知关系来得出同步的接收器
因为两个(或更多)信号中的符号定期地对齐，所以有可能使用一个信号的定时信息来得出另一信号的定时参数。例如，在一些实施例中，signal_2可包含接收器可用来确定signal_2中的符号定时的参考信号和/或同步信号。接收器则可基于signal_2中的符号边界来得出signal_1中的符号边界的定时。更具体来说，由于signal_1的符号与signal_2的符号周期性地对齐，所以有可能从signal_2的符号边界来得出signal_1符号边界。
相同基带上的lte和新的多载波信号
在一些实施例中，信号之一、例如signal_1可以是具有按照lte规范的数字学的lte载波。signal_2可以是使用先前所提到的数字学中的任一个所生成的不同多载波信号。在这种情况下，t优选地为1毫秒或1/z毫秒，其中z为整数。
图4示出作为当前所公开技术的非限制性示例的多模式配置的两种情况。在这里，定义微子帧—每个微子帧能够等于几个ofdm符号。作为示例，图4中的一个微子帧410被示为由四个“长”ofdm符号412、414、416和418组成，其中这些符号的每个包括循环前缀。新数字学允许不同多载波调制模式的互通性，其特征在于不同副载波间距和/或不同符号长度。在图4所示的示例中，具有窄副载波间距和对应长ofdm符号412、414、416、418的一个微子帧410等于具有宽副载波间距和对应短ofdm符号422、424、426等的四个微子帧420。因此，符号在每个较大微子帧对齐一次。
应当指出，虽然图4示出使用两个多载波调制模式的示例，但是在混合模式ofdm框架中也能够支持多于两个模式。熟悉ofdm调制器和解调器的细节的人员会理解，模式选择、即对于给定多载波调制模式的ofdm符号长度和副载波间距的选择能够通过结合给定样本速率、适当选择用来对信号进行调制和解调的ifft/fft大小来得到。在lte中，副载波间距被固定在15khz，以及符号时长设置成使得或者七个符号(“正常”循环前缀)或者六个符号(扩展循环前缀)刚好放入500微秒时隙。通过为这个新物理层所规划的方式，与lte中使用的ofdm调制相似(如果不相同的话)的多载波调制模式能够与具有例如更宽副载波间距和更短符号长度的一个或多个其它多载波调制模式同时用于频带中。
现有lte标准存在的问题之一是：它使用固定的大型的子帧结构，这导致很小型的数据的资源浪费，在关键机器类型通信(c-mtc)场景中常常是这样的情况。此外，由于相对较粗的时间粒度，lte资源块根本不满足c-mtc应用的极低等待时间要求。现有lte标准存在的第二个问题是：所有不同的服务都被限制到使用相同子帧结构；子帧不能在不同用户之间划分，以便支持c-mtc应用的任何新出现的时间关键的数据服务。
这些问题都通过本文详述的多模式技术来解决。能够采用例如与lte中所使用的那些相比例如具有相对较宽的副载波间距和相对较短的ofdm符号长度的多载波调制模式来服务c-mtc应用。这又促进使用相对较短的微子帧(例如图4所示的微子帧420)与这些应用通信。同时，能够采用具有相对较窄的副载波间距和相对较长的ofdm符号长度的分开的多载波调制模式来服务于移动宽带(mbb)应用。
应当理解，正交频分复用(ofdm)只是多载波调制技术的一个示例。其它示例包括离散傅立叶变换扩展(dft-扩展或dfts-)ofdm，其又称作单载波频分多址(sc-fdma)或者经预编码的ofdm。另一些示例包括滤波器组多载波(fbmc)调制、经预编码的fbmc和广义频分复用(gfdm)。熟悉这些技术的人员会知道，用于这些技术的每个的数字信号处理会变化，但是应当理解，这些多载波调制技术的任何一个或多个可用于本文详述的多模式方案中—因此，在本文中依据ofdm来描述示例实施例的情况下，所描述的技术和设备可采用一个或多个其它多载波调制技术作为ofdm的补充或替代。
图5示出按照一些实施例的网络接入节点30(诸如基站)的简图。网络节点30促进无线装置与核心网络之间的通信。网络接入节点30包括通信接口电路38，通信接口电路38包括用于与核心网络中的其它节点、无线电节点和/或网络中用于提供数据和蜂窝通信服务的其它类型的节点进行通信的电路。网络接入节点30经由天线34和收发器电路36与无线装置进行通信。收发器电路36可包括传送器电路、接收器电路和关联的控制电路，其共同配置成按照无线电接入技术来传送和接收信号，用于提供蜂窝通信服务。
网络接入节点30还包括一个或多个处理电路32，处理电路32在操作上与通信接口电路38或收发器电路36关联。网络接入节点30使用通信接口电路38与网络节点进行通信，以及使用收发器36与用户设备进行通信。为了便于论述，一个或多个处理电路32此后称作“处理电路32”。处理电路32包括一个或多个数字处理器42，例如，一个或多个微处理器、微控制器、数字信号处理器或dsp、现场可编程门阵列或fpga、复杂可编程逻辑装置或cpld、专用集成电路或asic、或者它们的任何混合。更一般来说，处理电路32可包括固定电路或者可编程电路，其经由实现本文所教导的功能性的程序指令的执行专门配置，或者可包括固定和编程电路的某种混合。处理器42可以是多核的，即，具有用于增强性能、降低功耗以及多个任务的更有效同时处理的两个或更多处理器核心。
处理电路32还包括存储器44。在一些实施例中，存储器44存储一个或多个计算机程序46并且可选地存储配置数据48。存储器44为计算机程序46提供非暂时存储，并且它可包括一种或多种类型的计算机可读介质，诸如盘存储装置、固态存储器存储装置或者它们的任何混合。作为非限制性示例，存储器44包括sram、dram、eeprom和flash存储器中的任何一个或多个，其可处于处理电路32中和/或与处理电路32分离。
一般来说，存储器44包括一种或多种类型的计算机可读存储介质，其提供网络接入节点30所使用的计算机程序46和任何配置数据48的非暂时存储。在这里，“非暂时”表示永久、半永久或者至少暂时永久的存储，并且涵盖非易失性存储器中的长期存储以及例如用于程序执行的工作存储器中的存储。
处理电路32，无论是单独地还是与其它数字硬件结合，配置成执行如本文所述的多载波调制技术(对于充当传送器节点的网络接入节点30)，和/或如本文所述的一个或多个多载波解调技术(对于充当接收器节点的网络接入节点30)。在图6中示出示例调制技术。
图6示出使用快速傅立叶逆变换(ifft)或者更一般来说使用离散傅立叶逆变换(idft)的ofdm调制。如下面将更详细说明，图6所示的信号处理配置的两个或更多同时例示能够用于多模式操作。如图4的简图所示，ofdm副载波的数量nc和副载波间距能够改变。副载波的数量nc能够在从少于一百至数千的范围，取决于所选的副载波间距以及总传输带宽。
如图6所示，在每个ofdm时间间隔期间，nc个调制符号a0至anc-1由串并转换器602提供给大小为n的idft604。ifft大小对应于可生成的副载波的总数；所生成副载波的实际数量在图6中为nc。
idft604的并行输出由并串转换器606转换成串行时间序列。循环前缀插入器608在ofdm符号的开始插入ofdm符号的部分的副本，以便使ofdm信号对时间分散不太敏感。在转换器610进行的数模转换之后，则准备最终输出信号x(t)以供传输。
图7示出使用fft处理或者更一般来说使用dft处理的解调。所接收信号r(t)被抽样，并且由cp移除器702移除其循环前缀。串并转换器704将ofdm符号的样本提供给大小为n的dft706，其从已调制信号的多个副载波中提取数据符号值。这些数据符号然后由并串转换器708转换成数据符号的串行流。然后对这些数据符号分别解调，并且对所产生数据进行解码。
图8示出采用基于dft的预编码或者dft扩展ofdm(dfts-ofdm)(其能够称作单载波频分多址(sc-fdma))的ofdm调制。m个调制符号的块被应用于大小为m的dft802。dft802的输出然后被应用于ofdm调制器804(其实现为大小为n的idft)的输入；ofdm调制器804的各输入对应于所产生已调制信号的副载波。在ofdm调制器804中将idft输出转换成时间序列之后，循环前缀插入器806插入循环前缀。最后，输出信号x(t)在由数模转换器808进行的转换之后被输出。
图9示出dfts-ofdm解调，其中所接收信号r(t)由循环前缀移除器902、大小为n的dft904和大小为m的idft906来处理。将会理解，图9所示的dfts-ofdm解调器与图7的ofdm解调器相似，但是增加了大小为m的idft906。
如先前所提及，虽然ofdm和dfts-ofdm被描述为示例多载波调制/解调技术，但是本发明的实施例并不局限于这类技术。还要指出，为简洁起见，从附图中省略均衡(其可在频域中进行)。
能够选择ifft大小以用于采用不同数字学或者传输参数的变体的调制方案。所得分配能够提供在相同时间间隔的不同频带部分中具有不同副载波间距的符号。例如，图10示出两个同时应用的多载波调制器1002和1004。调制器1002以2048的ifft大小操作，并且能够输出2048个相对较窄的已调制副载波，而调制器1004以512的ifft大小操作。调制器1004产生多达512个宽为来自调制器1002的副载波的四倍的副载波，同时还产生长度为其四分之一的符号。
在所示的示例中，生成调制器1002的副载波400-1000，其各具有16.875khz的带宽，而来自调制器1004的副载波280-400各具有67.5khz的带宽。将会理解，调制器1002和1004中使用的输入的范围经过选择，使得所得副载波不落于彼此之上。在所示的示例中，来自调制器1004的121个相对较宽的副载波对应于会由调制器1002的副载波1120-1600占据的频谱的部分。因此，不使用调制器的对应输入。这在频域中提供在来自两个多载波调制器的输出之间的小间隙，这意味着两个已调制信号在传输之前能够在时域中简单地彼此相加。结果是，在给定时间间隔中，调制方案1002对于频带的第一非重叠部分提供较长的符号块，而调制方案1004在频带的第二非重叠部分中以较大数量的间距提供较短的符号块。因此，能够将符号全部在相同时间间隔之内使用不同的副载波间距送往不同的接收器节点。注意，在各种实施例中，这些接收器节点可以是网络节点、ue或其它无线装置。
本发明的实施例提供针对频带的不同部分的不同多载波调制方案的使用。更具体来说，这意味着，频带的第一部分能够包含在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号，而该频带的第二部分同时包含在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。这些信号能够在频带中同时传送，使得第一和第二信号在频带中经过频域复用，并且使得第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
这意味着，副载波间距和/或符号时长在频带的不同部分能够不同。虽然在图10所示的示例中组合两个多载波调制方案，但是将会理解，这能够扩展到三个、四个或者更多个多载波调制方案，只要频带的非冲突部分被分配给多个调制器。
按照本文所述技术的各种实施例，传送器节点和/或接收器节点能够使用图6-10中所描述的多载波调制和解调技术的各种组合或者其它多载波调制技术来执行通信。例如，再参照图5，网络接入节点30的处理电路32的处理器42可执行存储器44中存储的计算机程序46，其将处理器42配置成将网络接入节点30作为执行多载波调制的传送器节点来操作。在一些实施例中，处理电路32可包括专用数字硬件，以用于与一个或多个基于程序的处理器协作来执行dft/idft处理。处理器42例如被配置成形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号，并且形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。处理器42还被配置成控制收发器电路36以在频带中同时传送第一和第二信号，使得第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且使得第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。这个结构和功能性可称作处理电路32中的调制/解调电路40。
图11示出用于传送多模式信号的示例方法1100，该方法比如可由图10中的处理电路32来实现。方法1110包括如在框1110所示，形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号。如在框1120所示，该方法还包括形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。最后，如在框1130所示，该方法包括在频带中同时传送第一和第二信号，使得第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且使得第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
在所示方法的一些实施例中，第一和第二信号分别具有第一和第二副载波间距，第一和第二副载波间距彼此不同。在这些实施例的一部分中以及在一些其它实施例中，第一信号中的各符号间隔包括符号时长和循环前缀时长，循环前缀时长和符号时长在符号间隔之中均为恒定的。在其它实施例中，第一信号中的各符号间隔包括符号时长和循环前缀时长，循环前缀时长在符号间隔之中按照预定模式改变。如上所述，在一些实施例中，第一和第二信号其中之一可以是lte信号。
在一些实施例中，一个或多个时间间隔的预定长度为1/z毫秒，其中z为整数。在一些实施例中，第一信号中的各符号间隔包括第一符号时长，以及第二信号中的各符号间隔包括与第一符号时长不同的第二符号时长，并且第一和第二符号时长均为1/(34.56mhz)、即1/34.56微秒的抽样间隔的整数倍。在一些实施例中，这些整数倍均为2的幂。
在一些实施例中，第一和第二信号其中之一或两者包括具有等于时间间隔的预定长度的周期性的参考信号序列。在这些实施例的一部分中以及在一些其它实施例中，第一和第二信号其中之一或两者包括具有等于时间间隔的预定长度或者等于时间间隔的预定长度的整数倍的周期性的同步信号。
在一些实施例中，在图11的框1130所示的传送在时分双工(tdd)方案的一个或多个传送间隔期间执行，其中tdd方案的传送间隔与接收间隔之间的切换仅在由整数数量的预定长度的时间间隔来分隔的切换时间执行。
在图11所示方法的一些实施例中，形成第一和第二信号的每个包括：采用零来填充数据样本序列以匹配预定快速傅立叶逆变换(ifft)长度，对所填充的数据样本序列执行ifft，并且采用脉冲整形滤波器对ifft的输出进行滤波。然后组合第一和第二信号的脉冲整形滤波器输出。这些实施例中的填充以使得第一和第二信号的ifft输出在频域中复用的这种方式来执行。在这些实施例的一部分中，形成第一和第二信号的每个包括对一系列样本值执行快速傅立叶变换(fft)以得到数据样本序列，以及上面提及的填充包括以使得第一和第二信号的ifft输出在频域中没有重叠的这种方式，将数据样本序列与在前零或后继零或者这两者连结。
再次参照图5，处理电路32的处理器42可执行存储器44中存储的计算机程序46，其将处理器42配置成将网络接入节点作为接收器节点(其执行如本文所述的多模式多载波信号的接收和解调)来操作。处理器42因而被配置成例如：使用收发器36在频带中接收射频信号；从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号；以及从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量；其中第一和第二信号在该频带中经过频域复用并且在时间上重叠时间间隔的至少一个，并且其中，第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。这个结构和功能性又可称作处理电路32中的调制/解调电路40或者作为调制/解调电路40的一部分。
图12示出用于接收和解调多模式信号的示例方法1200，该方法比如可由图10中的处理电路32来实现。方法1200包括如在框1210所示，在频带中接收射频信号。如在框1220所示，该方法还包括从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号。最后，如在框1230所示，该方法包括从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。在所示方法中，第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且在时间上重叠时间间隔的至少一个，而且第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
在一些实施例中，该方法还包括使用第一信号中包含的同步信号来同步于第一信号，基于所述同步来确定第一信号的符号定时，基于第一信号的符号定时来确定第二信号的符号定时。这些操作在图12的框1240、1250和1260示出。
网络接入节点30可称作节点、网络节点或无线电网络节点。网络接入节点30能够是任何种类的网络接入节点，其可包括基站、无线电基站、基站收发信台、演进节点b(enodeb)、节点b、中继节点、接入点、无线接入点、无线电接入点、超密网(udn)/软件定义网络(sdn)无线电接入节点、远程无线电单元(rru)、远程无线电头端(rrh)等。
图13示出按照一些实施例的无线装置(诸如用户设备50)的简图。为便于说明，用户设备50也可被认为表示可在网络中操作的任何无线装置。本文中ue50能够是能够通过无线电信号与网络节点或另一个ue进行通信的任何类型的无线装置。ue50也可以是无线电通信装置、目标装置、装置至装置(d2d)ue、机器类型ue或者能够进行机器至机器通信(m2m)的ue、配备有ue的传感器、pda(个人数字助理)、平板、移动终端、智能电话、膝上型嵌入式设备(lee)、膝上型安装设备(lme)、usb加密锁、客户驻地设备(cpe)等。
ue50经由天线54和收发器电路56与无线电节点或基站(诸如网络接入节点30)进行通信。收发器电路56可包括传送器电路、接收器电路和关联的控制电路，这些电路被共同配置以按照无线电接入技术来传送和接收信号，以用于提供蜂窝通信服务。
ue50还包括一个或多个处理电路52，这些处理电路52在操作上与无线电收发器电路56关联。处理电路52包括一个或多个数字处理电路，例如一个或多个微处理器、微控制器、数字信号处理器或dsp、现场可编程门阵列或fpga、复杂可编程逻辑装置或cpld、专用集成电路或asic、或者它们的任何混合。更一般来说，处理电路52可包括固定电路或者经由实现本文所教导功能性的程序指令的执行来专门适配的可编程电路，或者可包括固定电路和被编程电路的某种混合。处理电路52可以是多核的。
处理电路52还包括存储器64。在一些实施例中，存储器64存储一个或多个计算机程序66并且可选地存储配置数据68。存储器64为计算机程序66提供非暂时存储，并且它可包括一种或多种类型的计算机可读介质，诸如盘存储装置、固态存储器存储装置或者它们的任何混合。作为非限制性示例，存储器64包括sram、dram、eeprom和flash存储器中的任何一个或多个，其可处于处理电路52中和/或与处理电路52分离。一般来说，存储器64包括一种或多种类型的计算机可读存储介质，其提供用户设备50所使用的计算机程序66和任何配置数据68的非暂时存储。
例如使用调制/解调电路60的ue50可被配置成至少执行图4-12所示的调制和解调技术。例如，处理器电路52的处理器62可执行存储器64中存储的计算机程序66，其将处理器62配置成作为传送器节点来操作，如上文针对网络接入节点30的处理器42所说明。这个功能性可由处理电路52中的调制/解调电路60来执行。因此，ue50的处理电路52可被配置成执行用于多载波调制的方法(诸如图11的方法1100)以及以上所述的那种方法的若干变体。
处理器电路52的处理器62可执行存储器64中存储的计算机程序66，其将处理器62配置成将用户设备节点50作为接收器节点来操作，如以上针对网络接入节点30的处理器42所说明。这个功能性可由处理电路52中的调制/解调电路60来执行。因此，ue的处理电路52可被配置成执行用于多载波解调的方法，诸如以下所述的图12的方法1200及其变型。
在一些情况中，传送器节点(诸如网络接入节点30)可被配置成采取这两种调制和解调技术来操作，而接收器节点(诸如ue50)只能够仅按照单一多载波调制技术接收和解调预期用于它的符号。
图14示出如可在作为传送器来操作的节点中实现的、例如基于图5的调制/解调电路40或者图13的调制/解调电路60的示例功能模块或电路架构。所示实施例至少在功能上包括：第一信号形成模块1402，用于形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号；第二信号形成模块1404，用于形成在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量；以及传送器模块1406，用于在频带中同时传送第一和第二信号，使得第一和第二信号在该频带中经过频域复用，并且使得第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
将会理解，以上所述的图11的若干变型全部同样可适用于图14中所示的设备。
图15示出如可在作为接收器节点来操作的节点中实现的、例如基于图5的调制/解调电路40或者图13的调制/解调电路60的示例功能模块或电路架构。所示实施例至少在功能上包括：接收器模块1502，配置成在频带中接收射频信号；第一信号恢复模块1504，用于从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第一整数数量的符号间隔的第一信号；以及第二信号恢复模块1506，用于从所接收的射频信号中恢复在预定长度的一个或多个时间间隔的每个中具有第二整数数量的符号间隔的第二信号，第二整数数量不同于第一整数数量。这些模块被配置成对于第一和第二信号起作用，所述第一和第二信号在频带中经过频域复用并且在时间上重叠时间间隔的至少一个，以及其中，第一信号中的符号间隔起始时间与第二信号中的对应符号间隔起始时间每时间间隔对齐至少一次。
将会理解，以上所述的图12的若干变型全部同样可适用于图15中所示的设备。
本文所述的各种技术的优点在于，它们允许多模式多载波信号中的两个或更多信号的符号的周期性对齐。这虑及时分双工(tdd)操作而不损失信号中的任一个的质量(没有符号被部分截止)。这些技术还虑及跨两个或更多信号协调的调度和控制方案的更简单实现。两个信号的符号之间的周期性对齐发生的事实还简化接收器处的同步算法—这使接收器能够使用简化过程基于一个信号中的符号的起始时刻来得出另一信号中的符号的起始时刻。
值得注意的是，获益于以上描述及关联附图中所提供的教导的本领域技术人员将会想到所公开的本发明的修改和其它实施例。因此要理解，本发明并不局限于所公开的具体实施例，并且修改和其它实施例意欲包含于本公开的范围之内。虽然本文中可采用具体术语，但是它们仅以一般性和描述性意义来使用，而不是用于限定目的。