超低功率超低噪声传声器的制作方法

本申请公开的方法和设备涉及电子电路领域，且更具体地但非特定地涉及提供超低功率和超低噪声传声器缓冲器的系统和方法。相关申请的交叉引用本申请要求于2015年7月12日提交的美国临时申请62/191,439的权益，其公开内容以引用的方式全部并入本申请。
背景技术：
：在2015年的当今，几乎在任何地方，在智能手机(一个智能手机大约有3个传声器)、移动电话、蓝牙耳机、有线耳机和玩具中都能用到传声器，并且每年售出数十亿只传声器。不仅如此，目前全世界约有20亿部智能手机。基本上，智能手机是具有网络连接、掌上电脑和传感器的移动电话。智能手机使每个人都能连接到互联网。由于具有类似于用于安卓(android)手机的“googleplay”和用于基于苹果操作系统(ios)的手机的“appstore”的应用程序商店(applicationsstores)，每个人都可以下载诸如游戏、导航等多种类别的应用程序。智能手机可连接到互联网，并且可以运行使我们的生活更加舒适和轻松的应用程序。近年来，诸如空调、洗衣机、电视机、电热水器等越来越多的设备正连接到互联网。将设备连接到互联网有许多优点，例如，我们可以通过使我们的电热水器、洗衣机和干衣机连接到互联网来节省费用。我们能节省费用是因为电费率通常取决于时间，所以在早晨，居民用电通常会花费更少的费用(因为早上没有太多的电力需求)。因此，我们可以将我们的智能洗衣机或干衣机设置为保存模式，并且机器将通过互联网连接到电力公司的服务器，并且将接收作为时间/日期的函数的电费率，并然后只在低成本居民用电时段内激活机器。对于空调、智能传感器和智能家居来说，可以使这些机器的“大脑”在互联网服务器上运行，其中，神经网络和人工算法被用于智能地激活这些机器。通过在家中安装用于通过互联网向这个“大脑”进行汇报的传感器，可以为我们节省很多时间和费用。不仅如此，现在可能具有一种基于电池的发电机，当需求低时该发电机可以为房屋电池充电，并且在需求和价格高时释放电力。为了使这种技术具有费率信息，基于电池的发电机必须连接到互联网。这将允许该发电机连接到电力公司服务器，并获得时间/费率，以便最大限度地提高发电机计划的效率，以节省费用。通常，如今所有这些都被称为“物联网”(iot：internetofthings)或万物联网(ioe：internetofeverything)。将设备连接到互联网的一些益处是：能够智能地控制设备——用网上大脑或以我们的手的手掌控制每个设备的能力、观察和获取关于设备的信息(对于诸如关停日期使用的服务)的能力、定位设备的能力、通过收集和分析来自每台设备(诸如牙刷或螺丝刀)的使用信息来提供更好的服务的能力、以及获得产品和服务的更好的价格的能力。将设备连接到互联网可以使我们的生活更有效率。这种技术发展日新月异，并且有人预测，到2020年将有超过500万台设备连接到互联网，其中一些设备可能是：灯泡、灯具开关、空调、例如螺丝刀等工具、牙刷、例如便携式血压计等医疗设备、书籍或玩具。显然，将连接到互联网的某些iot或ioe设备可能拥有本地电源。这些设备可以是电热水器和空调。这些iot设备可以使用wi-fi、蓝牙(bt)、紫蜂协议(zigbee)或任何其他无线标准或电源线将设备连接到家庭本地路由器，并因此连接到互联网。诸如眼镜等一些设备、工具、衣服、诸如牙刷等浴室可移动设备和玩具可能需要电池作为能源。然而，如果使用电磁射频通信来实施无线通信，则电力成为一个难题。为了尽可能长时间地保持电池寿命，这种电池操作的接收器将会周期性地短时间开启，以便检查输入的消息。操作低功率接收器的另一种选择是组合有唤醒接收器，该唤醒接收器大体上检测某个频段中的能量的存在，并然后检查它是否是有效标记。因为只有在检测到信号时才检查标记，所以这两步过程通常会节省很多电力。然而，在ism频段或射频频段中，基本上都存在很多噪声，并且在应对高频宽的情况下，选择性频段唤醒接收机的实施并不是一件容易的任务。所有这些应用程序都需要大量的通信，大量的通信会消耗电力并且过快地耗尽这些设备的电池。因此，对于一种用于提供没有上述限制的传声器缓冲器的系统和方法，存在着被广泛认可的需求，并且是非常有利的。技术实现要素：根据一个示例性实施例，提供了一种用于传声器的设备和方法，其包括：晶体管，其例如为jfet晶体管或mosfet晶体管；输入阻抗网络，其包括与所述晶体管的栅极端子连接的第一端子；源极电阻器，其包括与所述晶体管的源极端子连接的第一端子以及与接地端子连接的第二端子；旁路电容器，其并联连接到所述源极电阻器；负载电阻器，其包括与所述晶体管的漏极端子连接的第一端子；电荷泵，其用于产生与所述负载电阻器的所述第二端子连接的低电压及与运算放大器的第一电源节点连接的反相电压；所述运算放大器，其包括通过双向低通滤波器连接到所述晶体管的所述源极端子的第一输入端子、连接到参考电压的第二输入端子、连接到所述反相电压的第一电源端子、连接到主电源电压的第二电源端子和通过另一低通滤波器连接到所述输入阻抗网络的第二端子的输出端子；以及驻极体电容器，其并联连接到所述输入阻抗网络的驻极体电容器。根据另一个示例性实施例，提供了一种用于传声器的设备和方法，其包括：晶体管，其包括jfet晶体管和mosfet晶体管中的至少一者；输入阻抗网络，其包括与所述晶体管的栅极端子连接的第一端子；源极电阻器，其包括与所述晶体管的源极端子连接的第一端子以及与接地端子连接的第二端子；旁路电容器(cs)，其并联连接到所述源极电阻器；负载电阻器(rd)，其包括与所述晶体管的漏极端子连接的第一端子；电荷泵，其用于产生与所述负载电阻器的所述第二端子连接的低电压vcc_low及与运算放大器的第一电源节点连接的反相电压-vee；所述运算放大器，其包括通过双向低通滤波器连接到所述晶体管的所述源极端子的第一输入端子、连接到参考电压vref的第二输入端子、连接到所述反相电压的第一电源端子、连接到主电源电压的第二电源端子和通过另一低通滤波器连接到所述输入阻抗网络的第二端子的输出端子；以及输入源，其包括包括接地的第一端子以及与mems偏置网络的第一端子连接的第二端子的mems电容器、包括与偏置电压(vbb)连接的第二端子的mems偏置网络和包括与所述mems电容器的第二端子连接的第一端子以及与所述晶体管的所述栅极端子连接的第二端子的耦合电容器。根据另一个示例性实施例，提供了一种用于传声器的设备和方法，其包括：晶体管，其包括jfet晶体管和mosfet晶体管中的至少一者；输入阻抗网络，其包括与所述晶体管的栅极端子连接的第一端子；源极电阻器，其包括与所述晶体管的源极端子连接的第一端子以及与接地端子连接的第二端子；旁路电容器(cs)，其并联连接到所述源极电阻器；负载电阻器(rd)，其包括与所述晶体管的漏极端子连接的第一端子；电荷泵，其用于产生与所述负载电阻器的所述第二端子连接的低电压(vcc_low)及与运算放大器的第一电源端子连接的反相电压(-vee)；所述运算放大器，其包括连接到参考电压的第一输入端子、通过差分双向低通滤波器连接到所述负载电阻器的第二输入端子、连接到所述反相电压的第一电源端子、连接到主电源电压的第二电源端子和通过另一低通滤波器连接到所述输入阻抗网络的第二端子的输出端子；以及输入驻极体电容器源，其并联连接到所述输入阻抗网络。根据另一个示例性实施例，提供了一种用于传声器的设备和方法，其包括：晶体管，其包括jfet晶体管和mosfet晶体管中的至少一者；输入阻抗网络，其包括与所述晶体管的栅极端子连接的第一端子；源极电阻器，其包括与所述晶体管的源极端子连接的第一端子以及与接地端子连接的第二端子；旁路电容器(cs)，其并联连接到所述源极电阻器；负载电阻器(rd)，其包括与所述晶体管的漏极端子连接的第一端子；电荷泵，其用于产生与所述负载电阻器的所述第二端子连接的低电压(vcc_low)及与运算放大器的第一电源端子连接的反相电压(-vee)；所述运算放大器包括连接到与差分双向低通滤波器的第一输出端子串联连接的参考电压的第一输入端子、连接到所述差分双向低通滤波器的第二输出端子的第二输入端子(其中，所述差分双向低通滤波器的输入端子并联连接到所述负载电阻器)、连接到所述反相电压的第一电源端子、连接到主电源电压的第二电源端子和通过另一低通滤波器连接到所述输入阻抗网络的第二端子的输出端子；以及输入源，其包括包括接地的第一端子以及与mems偏置网络的第一端子连接的第二端子的mems电容器、包括与偏置电压(vbb)连接的第二端子的mems偏置网络和包括与所述mems电容器的所述第二端子连接的第一端子以及与所述晶体管的所述栅极端子连接的第二端子的耦合电容器。另外，根据另一个示例性实施例，所述输入阻抗网络包括串联连接的多个低泄漏二极管，在所述多个低泄漏二极管中，第一个二极管的阴极是所述输出阻抗网络的所述第一端子，所述第一个二极管的阳极连接到第二个二极管的阴极，并且最后一个二极管的阳极是所述输入阻抗网络的所述第二端子。另外，根据另一个示例性实施例，所述输入阻抗网络包括串联连接的多个低泄漏二极管，在所述多个低泄漏二极管中，第一个二极管的阳极是所述输入阻抗网络的所述第一端子，所述第一个二极管的阴极连接到第二个二极管的阳极，并且最后一个二极管的阴极是所述输入阻抗网络的所述第二端子。另外，根据另一个示例性实施例，所述输入阻抗网络包括并联二极管网络，所述并联二极管网络包括第一二极管网络及第二二极管网络，在所述第一二极管网络中，第一个二极管的阴极是所述输入阻抗网络的所述第一端子，所述第一个二极管的阳极连接到第二个二极管的阴极，且最后一个二极管的阳极是所述输入阻抗网络的第二端子，在所述第二二极管网络中，第一个二极管的阳极连接到所述输入阻抗网络的所述第一端子，所述第一个二极管的阴极连接到第二个二极管的阳极，且最后一个二极管的阴极连接到所述输入阻抗网络的所述第二端子。另外，根据另一个示例性实施例，所述输入阻抗网络包括串联连接的多个子网络，在所述多个子网络中，第一个子网络的第一端子是所述输入阻抗网络的所述第一端子，所述第一个子网络的第二端子连接到下一个子网络的第一端子，并且最后一个子网络的第二端子是所述输入阻抗网络的所述第二端子，其中，子网络包括以相反的极性并联连接的两个相同的低泄漏二极管。另外，根据另一个示例性实施例，所述mems偏置网络包括串联的低泄露二极管，所述串联的低泄露二极管包括：第一个二极管的阴极是所述mems偏置网络的所述第一端子；所述第一个二极管的阳极连接至第二个二极管的阴极；并且最后一个二极管的阳极是所述mems偏置网络的所述第二端子。根据另一个示例性实施例，所述mems偏置网络包括串联的低泄露二极管，所述串联的低泄露二极管包括：第一个二极管的阳极是所述mems偏置网络的所述第一端子；所述第一个二极管的阴极连接至第二个二极管的阳极；并且最后一个二极管的阴极是所述mems偏置网络的所述第二端子。根据另一个示例性实施例，所述mems偏置网络包括并联二极管网络，所述并联二极管网络包括第一二极管网络和第二二极管网络，所述第一二极管网络包括：第一个二极管的阴极是所述mems偏置网络的所述第一端子；所述第一个二极管的阳极，其连接到第二个二极管的阴极；和最后一个二极管的阳极是所述mems偏置网络的所述第二端子；所述第二二极管网络包括：第一个二极管的阳极，其连接到所述mems偏置网络的所述第一端子；所述第一个二极管的阴极，其连接到第二个二极管的阳极；和最后一个二极管的阴极，其连接到所述mems偏置网络的所述第二端子。另外，根据另一个示例性实施例，所述mems偏置网络包括串联连接的多个子网络，在所述多个子网络中，第一个子网络的第一端子是所述mems偏置网络的所述第一端子，所述第一个子网络的第二端子连接到下一个子网络的第一端子，并且最后一个子网络的第二端子是所述mems偏置网络的所述第二端子，其中，每个所述子网络包括以相反的极性并联连接的两个相同的低泄漏二极管。除非有其他限定，本文中使用的所有技术用语和科学用语的含义都与相关领域的技术人员通常理解的含义相同。本文提供的材料、方法和示例仅是说明性的而不是限制性的。除了过程本身必须的或者固有的限度外，没有计划或者暗示本发明所述的包括附图在内的方法和过程的步骤或者阶段的顺序。在很多情况下，处理步骤的顺序可能会发生变化，而不改变所述方法的目的或者效果。附图说明本文仅通过示例的方式参照附图来描述各种实施例。在目前详细地参照附图的情况下，应该强调的是，所示的细节仅作为示例并仅用于对实施例的说明性讨论，而且出于针对实施例的原理和概念方面提供被认为是最有用和容易理解的描述的目的而提出的。在这方面，在满足对主题的基本理解的情况下，没有尝试更详细地示出实施例的结构性细节，对于本领域的技术人员来说，使用附图进行的描述使本领域技术人员能够在实践中如何实施多种形式和结构。图1是唤醒接收器的简化框图；图2是收发器状态机的简化流程图；图3是连接到基于jfet晶体管的传声器缓冲器的传声器元件的简化电气原理图；图4是用于图3的电路的噪声/增益分析的ac等效电路的电气原理图；图5是用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第一选择的简化电气原理图；图6是用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第二选择的简化电气原理图；图7是用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第三选择的简化电气原理图；图8是用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第四选择的简化电气原理图；图9是图5的ac和噪声等效电路的简化图；图10是图7的ac和噪声等效电路的简化图；图11是由二极管网络引起的失真的简化图；图12是具有来自源极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的驻极体电容式传声器(ecm)的简化图；图13是驻极体等效电路的简化图；图14是具有来自漏极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的驻极体电容式传声器(ecm)的简化图；图15是具有来自源极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的微机电系统传声器的简化图；图16是具有来自漏极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的微机电系统传声器的简化图；图17是超低噪声vbb偏置电路的简化电气原理图。具体实施方式本发明的实施例包括用于超低功率和超低噪声的传声器缓冲器的系统和方法。参照如下附图和所附说明，可以更好的理解与本文所展示的若干示例性实施例相应的设备和方法的原理与操作。在详细解释至少一个实施例之前，应当理解的是，实施例并不限于实施例在如下描述中阐述的或者在附图中示出的部件的构造和布置的细节方面的应用。可以以各种方式来实践或执行其他的实施例。而且，应当理解的是，本文采用的措辞和术语是以描述为目的的，而不应当被视为是限制性的。在本文中，在附图的范围内没有说明的并在之前附图中已经被标记数字加以说明的附图元件具有与之前附图中相同的用途和说明。类似地，在本文中由本文描述的附图中没有出现的数字标识的元件，具有与之前描述的附图中的元件有相同的用途和描述。本文中的附图可能不是按照比例绘制的。不同的附图可以使用不同的比例，并且甚至可以在相同的附图中使用不同的比例，例如，对于相同对象的不同视图使用不同比例或对于两个相邻对象使用不同比例。下述实施例的目的是提供用于超低功率和超低噪声的传声器缓冲器的至少一个系统和/或方法。更具体地，但是非特定地，传声器缓冲器可以与在待机模式下运行时间较长的和/或需要即时唤醒过程的电池操作设备一起使用。然而，本文描述的系统和方法可能具有类似于局域通信技术的其他实施例。图1是根据一个示例性实施例的唤醒接收器的实施的简化框图。信号电源1001可以连接到用于在某个频宽处检测信号1011的存在的信号检测级11003。如果存在信号，信号1005接通通常消耗高功率的标志/有效标记检测电路1006。如果标记是有效的，则信号1009接通收发器电源1007，从而接通收发器1010。可替代地，唤醒接收器可以利用信号1002周期性地接通信号检测电源。此时，完成信号1011的存在的检测。如上所述，尽管图1的设计看上去有很好的前景，但是如在低功率蓝牙(ble：bluetoothlowenergy)中所做的那样，唤醒接收器的周期性接通的实施可引起收发器的延迟响应。尽管如此，这种接收器仍消耗许多功率。使用cr2032电池的常规ble装置通常运行8至14个月。对于诸如眼镜、笔或者衬衫的纽扣或者牙刷等一些设备来说，cr2032电池可能过大。而且，即使实施了包络检波器，但由于ism频段是高度密集的，所以虚假警报的数量将会很高，并且也难以实施频宽信号存在包络检波器。然而，对可以工作数年的某些设备和比cr2032(一种235mah电池)小得多的电池的需求仍然存在，尤其在6000hz频段被划分成类似于500hz的更小频段的情况下，声波通信可以做到这点。与rf通信相比，声波通信小2000。而且，将声学信号转换为电信号的信号转换器是如今消耗17ua至500ua的电流的传声器。如果使用例如2.5mm×2.5mm×1mm的电池，并将这种电池与直径为20mm、厚度为3mm的cr2032电池相比较，会得到体积小160倍的电池或者大约1.47mah的电池(此处，我们以2.5mm×2.5mm×1mm对大约1000mm3的235mah的cr2032电池进行缩放)，如果我们使用17ua的电流，传声器自身在大约90个小时内从我们的2.5mm×2.5mm×1mm的小电池中抽走所有能量。此外，如今，传声器可以具有大约68db的信噪比(snr)，这限制了通信范围，因此需要具有极低功率的唤醒接收器，优选地，这种接收器可以从3v的电池中消耗50nwatt至100nwatt。这意味着电流消耗为17na至33na，如果功率消耗为50nwatt时，这能够提供10年的运行。图2是根据一个示例性实施例的收发器状态机的简化流程图。如图2所示，第一状态2001可消耗50nwatt。在这种状态下，利用超低功率传声器和由于声学信号的极低频率的固有事实而相对可行的超低功率检测电路来搜索声学信号。当在2005处检测到声学信号的存在时，状态机移动至检查前导码/标记/信标状态2002。在2006处，如果这是虚假警报，则状态机进入关闭状态2004，发送关闭信号2009并返回到第一状态2001。另一方面，在2007处，如果前导码/标记/信标是有效，则唤醒声学收发器，并且状态机进入“唤醒”状态2003，其中，收发器执行所需的操作。如上所表明，iot或ioe设备的基于声学的收发器不是基于内容的收发器，并且仅需要“按需”工作，因此在大多数时间，这些收发器大部分时间处于如图2的2001所示的待机状态。作为用于声学音频波的输入设备，传声器对于智能手机/平板电脑/移动电话的增长的市场来说十分重要，新型传声器需要具有更高的snr，一方面，以便更好地消除声学回声和提高音频质量，并且在另一方面，允许极低功率的免提式声学音频激活，例如安卓系统的“okgoogle”。而且，作为将声学通信信号转换为电信号的“天线”，传声器对于iot、ioe设备十分重要。为了允许运行许多年，这些传声器需要消耗小于50nwatt的能量，并且为了允许大的通信范围，这些传声器需要具有优于70db的snr，目前，70db可以允许在利用96db的spl信号的情况下的高达20至30米的通信。图3是根据一个示例性实施例的与基于jfet晶体管的传声器缓冲器连接的传声器元件的简化电气原理图。图3描述了在此处为信号源的传声器元件3001，传声器元件3001通常通过耦合电容器3002耦合到传声器缓冲器3009，传声器缓冲器3009包括栅极偏置电阻器rg3003、有源元件(jfet晶体管，但也可以是mosfet晶体管)3005、负载电阻器rd3004和电源vcc3006，输出端通过耦合电容器耦合。缓冲器3009可用于传送来自声学换能器源3001的信号，并在输入端3009处表现出低电容并在输出端3010处表现出低输出阻抗。噪声增益分析以下分析可以适用于任何类型的传声器，例如驻极体电容式传声器(ecm)或者微机电系统(mems)传声器。图4是根据一个示例性实施例的用于图3的电路的噪声/增益分析的ac等效电路的电气原理图。ac等效电路是用于计算可变信号关系的模型电路，尤其是作为小信号的模型电路。我们假定图3的有源元件jfet3005处于饱和模式，其中在饱和模式处获得增益。如图4所示，对于图3的电路来说存在一些噪声源：rg：来自rg4003的由串联电压源4004描述的热噪声，并且由下式给出该噪声：方程1：其中，k是玻尔兹曼常数，且t是温度(单位为开尔文)。rd：来自rd4009的由串联电压源4004描述的热噪声，并且由下式给出该噪声：方程2：其中，k是玻尔兹曼常数；t是温度(单位为开尔文)。漏极源极中的电流噪声，我们在此处忽略了以非常低的频率出现的1/f噪声，由下式给出该漏极源极电流噪声：方程3：由下式给出来自栅极4006的电流噪声：方程4：在考虑到所谓的a加权滤波器(aweightedfilter)4013的情况下计算传声器中的噪声时，滤波器4013在某种意义上模拟人耳的频率响应，由方程5给出该响应，由vn,out表示滤波器的输出4014。方程5：由下式表示vout4010：方程6：同时，由下式表示vn,out4014：方程7：其中，ω＝2πf。假设ωrgc＞＞1，则方程6和方程7变为：方程8：νout＝-gmνinrd方程9：为了细化均方根(rms:rootmeansquare)噪声，应当在f1＝0hz到f2＝20000hz的频宽中累加rms噪声成分，或者：方程10：或者如果：方程11：进而，方程12：对于fl＝0hz，f2＝20000hz，利用方程5可以得到：方程13：ξ1＝0.0026,ξ2＝12474。当增益由g＝gmrd定义时，方程12可以写为：方程14：并且，输入端处的噪声当量为：方程15：噪声项的分析对于来说，显然，具有大的c和大的rg会降低噪声，然而，对于由于小尺寸而具有c＝5pf-10pf的ecm或者mems传声器来说，rg通常为25m-100m，所以，对于rg＝100m的现有技术中的传声器：方程16a：rg增加到1g将得到大约3uv的噪声，对于rg＝1g和-38dbv＝12.6mv的传声器灵敏度带来说，来自该噪声的反射snr为(不考虑其他的噪声项)：表1和表1a针对c和rg的各种值总结了a加权噪声和snr。表1：对于rg和c的各种值，输入端处由rg引生的当量a加权噪声c/rg5pf10pf30pf56pf100pf25mohm41.77uv20.89uv6.96uv37.3uv2.09uv100mohm20.89uv10.44uv3.48uv18.6uv1.04uv1gohm6.6uv3.3uv1.1uv5.9uv0.33uv10gohm2.09uv1.04uv.35uv1.9uv0.1uv表1a：对于rg和c的各种值，在输入端处由rg引生的a加权噪声下的snrc/rg5pf10pf30pf56pf100pf25mohm46.6[db]52.6[db]62.16[db]67.6[db]72.6[db]100mohm52.6[db]58.6[db]68.16[db]73.6[db]78.6[db]1gohm62.6[db]68.6[db]78.16[db]83.6[db]88.6[db]10gohm72.6[db]78.6[db]88.16[db]93.6[db]98.6[db]对于其中，is4012是泄漏电流，显然，具有较小的泄漏电流，将减少来自jfet泄漏电流的噪声，c仍是5pf-10pf，对于is＝1000pa，可以得到：方程16b：而且，对于is＝lpa，可以得到0.46uv，对于is＝0.2pa，可以得到0.21uv，对于具有-38dbv＝12.6mv的灵敏度的传声器和is＝1000pa、1pa和0.2pa，反射snr为：表2和表2a针对-38dbv灵敏度总结了输入当量a加权噪声和相关的snr。表2：针对泄露电流和c的不同值，输出端处由jfet泄漏噪声电流引生的当量a加权噪声c/is5pf10pf30pf56pf100pf1000pa29.03uv14.52uv4.84uv2.59uv1.45uv100pa9.18uv4.59uv1.53uv0.82uv0.46uv2pa1.3uv0.65uv0.22uv0.12uv0.06uv1pa0.92uv0.46uv0.15uv0.08uv0.05uv表1a：针对泄露电流和c的不同值，在输出端处由jfet泄漏噪声电流引生的当量a加权噪声下的snrc/rg5pf10pf30pf56pf100pf1000pa49.74[db]55.76[db]65.30[db]70.72[db]75.76[db]100pa59.74[db]65.76[db]75.30[db]80.72[db]85.76[db]2pa76.3[db]82.75[db]92.30[db]97.71[db]102.75[db]1pa79.74[db]85.76[db]95.30[db]100.72[db]105.76[db]对于其它两个噪声项和我们假设jfet具有作为常规数值的idss＝0.5ma、vp＝-1v和rd＝1000ohm(我们在此处忽略了在输入端处以2给出衰减的cgs，并因此通常选择rd＝2000ohm)，据此，显然，并且g＝gmrd＝1。对于显然，较小的rd会减少噪声且较大的g也会减小噪声，对于典型的ecm或者mems传声器来说，这可以通过增加电流来实现。方程16c：并且，对于-38dbv＝12.6mv的传声器，反射snr在此处为通过利用具有增加的idss的jfet(例如通过利用具有idss＝5ma的jfet)，通过降低rd，可以容易地增加该数值，我们可以使用100ohm的rd，并且在这种情况下，snr将是对于显然减少rd并且增加g会减少该项，对于常规的ecm或者mems传声器，可以得到：方程16d：对于-38dbv的传声器灵敏度，通过利用具有idss＝5ma的jfet，通过将rd减小10倍，该方程反射如之前的的snr，反射snr将变为结论可以看出，snr的限制因素为rg并于是为泄露电流，同时通过使用具有较大idss且具有较小rd的jfet可以容易地减小最后两个项，另一方面，可以通过设置与栅极和源极并联的第二电容器来增加c，这将减少来自rg4003的噪声以及由于泄露is4012引起的噪声，电容器将给出衰减，该衰减将通过增加漏极电流，通过增加jfet4005的gm跨导来补偿。图5、图6、图7和图8描述了用于通过可能的并联电容器c1来解决rg问题的四个可选解决方案。图5是根据一个示例性实施例的用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第一选择的简化电气原理图。图6是根据一个示例性实施例的用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第二选择的简化电气原理图。图7是根据一个示例性实施例的用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第三选择的简化电气原理图。图8是根据一个示例性实施例的用于消除缓冲器中的rg并减少由泄漏引起的噪声的缓冲器电路的第四选择的简化电气原理图。图5、图6、图7和图8的电路基于二极管6012、7012、8012和9012以及电容器c15011、6011、7011和8011的网络。串联二极管网络连接的分析图9是根据一个示例性实施例的图5的ac和噪声等效电路的简化图。图5a详细描述了具有电容器c15011的二极管5003。由下式给出图5的每个二极管da(1)、da(2)...da(p)5003的噪声：方程17：二极管小信号电阻器由下式给出二极管小信号电阻器：对于小的vd，如果选择i0≈is的二极管，则在25度时在这种情况下，由给出二极管小信号电阻器。选择具有不高于is的泄漏电流的二极管可能是有用的，这可能有助于降低二极管噪声。如果i0≈is，则二极管上的dc电压将很小，从而在使用10-20个串联二极管时不会在二极管上产生高的压降。二极管电流噪声的计算和减小连接串联二极管的原因是为了减少由二极管的使用引起的失真。首先介绍串联连接二极管可以减少总二极管噪声。可以使用戴维南(thevenin)定理来转换二极管5003(图9的电路)，并获得如下的总电流和总电阻器。方程18：并且，总电阻器为这不会产生任何热噪声，其只是具有c1的二极管电流的斜率。总电流噪声是二极管噪声和栅极泄漏噪声5014a的平方和，并且由下式给出：方程19：对于p≥10我们可以得出如下结论：现在，方程15将采用的形式是方程20：从方程20中可以看出，c1有助于减小来自jfet的pn结的电流噪声和二极管噪声，而且串联连接二极管有助于减少二极管电流噪声，实际上，在输出端5007a处来自jfet电流的噪声和在输出端5010a处来自rd的噪声以大于1的因数被反射到输入端，在1pa的泄漏电流的情况下，可以得到通过添加c1＝2c，能够使该项增加10db，这要求g将补偿因此要求g＝10，仍然有rd＝100ohm，这要求gm＝0.1或者id＝100ma，这在使用具有idss＝100ma的jfet时是可能的。失真分析由方程21给出二极管的方程：方程21：其中，并且显然，对于1pa到10pa，二极管的阻抗约为25mv/(2*le-12)＝12.5gohm，这意味着，如果甚至在类似100hz的低频率处仍能够得到c＝10pf5002a，则会产生全部的von，并且已知的是，传声器声学元件上的电压大约是该传声器声学元件的约12mv的灵敏度，这意味着，12mv/25mc＝x＝0.5将会产生相对高的失真，通过增加几个二极管，vin电压被分配到所有的二极管，并且由此，例如通过使p＝25，可以得到x＝0.5mv/25mv＝l/50，这意味着，接下来失真将会来自这说明了失真电流为对于i0＝10pa、c＝10pf和f＝100hz、p＝l以及最大的灵敏度，在14mv的情况下失真电压为24μv(其为-40dv)。图7和图8的串联二极管网络连接的分析图10是根据一个示例性实施例的图7的ac和噪声等效电路的简化图。图7详细描述了具有电容器c17011的二极管7003、7013。在图7中，每个网络具有p个二极管的双支路网络连接在栅极(输入端)和接地端之间，第一网络7003和第二网络7013，基本上，如果vgs＝v，则第一网络7003的每个二极管获得v/p的电压，同时第二网络的每个二极管获得-v/p的电压，由于v很小，在第一网络上流动的电流约等于并且对于第二网络7013，v/p是第一二极管支路7015a的da(1)、da(2)...da(p)两端的电压，并且-v/p是第二二极管支路7017a的db(1)、db(2)...db(p)两端的电压。jfet泄漏7003a的一部分将流经第一支路7015a，并且一部分将流过第二分支7017a。由下式给出图7中的每个二极管da(1)、da(2)...da(p)7003的噪声：方程22：其中，αis是从jfet泄漏中流入第一二极管支路的电流。连接串联二极管的原因是为了减少失真。对于每个二极管，输入电压v除以p并且降低由二极管噪声电流产生的噪声，首先可以说明的是，连接串联二极管实际上减少了总二极管噪声。可以使用戴维南定理转换图7a的电路的支路7003的二极管，并得到如下的总电流和如下的总电阻器。方程22：并且，总电阻器为这没有给出任何热噪声，这仅仅是具有c1的二极管电流的斜率。这同样适用于第二二极管网络7013。总电流噪声是第一二极管支路电流噪声、第二二极管支支路电流噪声和栅极泄漏噪声5014a的平方和，并由下式给出：方程23：对于p≥10我们可以得出结论：现在，方程15将采取如下形式:方程24:从方程24中可以看出，c1有助于减小来自jfet的pn结的电流噪声和二极管噪声，并且连接串联二极管有助于减小二极管电流噪声，实际上，在输出端5007a处来自jfet电流的噪声和在输出端5010a处来自rd的噪声以大于的因数反射到输入端，对于1pa的泄漏电流，可以得到通过添加c1＝2c，可使该项增加10db，这要求g将补偿因此要求g＝10，仍然有rd＝100ohm，这要求gm＝0.1或者id＝100ma，这在使用具有idss＝100ma的jfet时是可能的。失真分析二极管的方程由方程21给出：方程25：其中，且需要着重一提的是，在dc处，第一二极管支路7003将在二极管支路的两端施加正电压，这将作为负电压出现于第二二极管支路7013，为了得到该电压，可以写出如下方程：方程26：标记并求解如果(意味着二极管会与jfet具有同级的泄漏电流)，这将会在25度时得出x＝1.618和vd＝12mv。当第一支路7003中的每个二极管获得v/p，并且在第二支路7013上获得-v/p，并且两个支路的电流都是电流的相减值。同时，v是在二极管的n个支路上分配的输入电压，并且彼此相反的+v/p和-v/p的原因是二极管。第一支路7003上的二极管可以具有12mv的+v/p，并且第二支路上的二极管可以具有-12mv的-v/p，其中12mv是由来自晶体管的从晶体管q7005的栅极流入da(1)7003支路的泄露而产生的。这种约为0.1pa-10pa的泄漏电流可能在支路7003中的每个二极管上引生12mv的电压。那么，支路7003和7013的电流之间的差值为：方程27：其中，并且如果甚至在类似100hz的低频率处具有c＝10pf7002a，显然，对于lpa-10pa，二极管的阻抗约为25mv/(2*le-12)＝12.5gohm，这意味将在输入端上产生全部的vin。输入端处的失真电压可能来自c上的压降以及由方程27描述的失真元件。对于非常小的v/p(假设传声器声学元件的灵敏度约为12mv，这意味着12mv/10＝1.2mv)。该项产生失真。图11是根据一个示例性实施例的由二极管网络引起的失真的简化图。方程28：因此以db为单位，可以得到：方程29：失真方程29表明，将二极管串联可以减少失真。对于2pa的电流和10pf以及p＝1、vin＝12mv和f＝100(灵敏度水平)，可以得到23nv的失真，这在音频中可能是可接受的，但这意味着音调在100处。失真来源基本上，对于在一个二极管时的低is泄漏电流lpa至l0pa，二极管的阻抗在100hz时将是2500mohm至25gohm(在10pa时)，并且对于和l0pf的c7002a，可以得到100mohm的阻抗，这将从输入端产生1/25的电压，并且对于一个二极管，这意味着对于最大的灵敏度，失真为非常高的1/25*1/8。通过p个串联二极管和并联支路7003和7013，对于最大灵敏度，可以得到1/25*1/6*(1.2/25)^3＝1/1.3m(假设p＝10)，这反映出大于120db的失真。串联二极管的原因在每个支路7003和7013中串联二极管有两个原因：第一，由于方程22，该连接减少了来自二极管电流噪声的电流噪声。第二，在每个二极管两端分配电压，以便使项(v/p)/25mv足够小。并联支路的原因并联支路消除了平均失真分量，参见方程26。超低功率低噪声传声器电路图12、图14、图15和图16描述了用于超低噪声超低功率传声器的四个可选电路。图12是根据一个示例性实施例的具有来自源极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的驻极体电容式传声器(ecm)的简化图。图13是根据一个示例性实施例的驻极体等效电路的简化图。图14是根据一个示例性实施例的具有来自漏极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的驻极体电容式传声器(ecm)的简化图。图15是根据一个示例性实施例的具有来自源极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的微机电系统传声器的简化图。图16是根据一个示例性实施例的具有来自漏极的反馈的作为超低噪声超低功率传声器的微机电系统传声器的简化图。现在参考描述了一种超低功率超低噪音传声器的图12和图13。如参考图5、图6、图7和图8所示出和描述的，通过使用基于二极管的输入阻抗10002来实现低噪声部分。输入阻抗可以包括诸如分别在图5、图6、图7和图8中被描述为5011、6011、7011和8011的并联电容器c1。为了获得低功率性能，使用具有大idss电流的宽jfet晶体管。方程30描述了图12的jfet10009的vgs和id之间的关系。方程30：回顾方程24，这里给出该方程作为方程31方程31：输入端处的反射噪声可能包括三个因素：第一噪声因素以与输出阻抗泄漏电流二极管10002的电流噪声相结合的方式来自于jfet1009的pn结。第二噪声因素来自漏极(d)到源极(s)之间的jfet10009电流噪声。第三噪声因素来自rd、负载电阻器10006。通过在输入阻抗中使用c15011、6011、7011和8011可以减小第一噪声因素，并且也可以通过使用具有超低泄露电流is的jfet来减小第一噪声因素。当增益g增大时，可减小第二和第三噪声因素。对于饱和区域中的jfet10009，可以得到：方程32：g＝gmrd因此噪声第二因素和第三因素变为方程33：方程34：从方程33和方程34中可以看出，第二和第三反射输入噪声取决于gm，因此为了得到大的gm，可以使用宽jfet1009，使得idss非常高，从而为了得到特定gm需要使用低id，例如，在现有技术中的传声器的情况下，通常使用具有vp＝1v并且在vgs＝0时具有idss＝0.5ma的jfet晶体管，也可以使用具有低泄漏电流的idss＝150ma至300ma的jfet，例如vp＝-8v的moxtek的mx-16，借助这种晶体管，为了得到相同的现有技术中的gm，我们需要id＝500ua/300＝1.7ua，为了使jfet在饱和区中，我们需要vds≥vgs-vp。通过该id，我们得到如下方程方程35：在1.7ua的情况下，我们还为rs10007和rd10006假设约20mv(每一者为10mv)。这意味着92nw的功耗。图12的电路包括具有低的总功耗的dc到dc切换电容器电压转换器(电荷泵)1004，电荷泵1004获得电源电压vcc，并产生vcc_low，vcc_low是驱动传声器缓冲器10003的电压，且该电压电压的建议值为大约20mv-50mv。电压缓冲器1003由有源元件jfet10009组成，可以通过使用金属氧化物半导体fet(mosfet)实现该有源元件jfet10009。传声器缓冲器10003包括用于放大的负载电阻器rd1005，通过耦合电容器c11010获得vout1011。借助vcc_low确保jfet10009处于饱和模式所需要的id，添加了电流控制模块1005，该电流控制模块由超低功效比较器1015和两个低通滤波器10012和10013组成，需要用滤波器来阻止来自超低功率比较器的噪声，可以以几纳安进行工作的电容器需要在非常低的增益频宽中工作，然而在其输入端具有高的噪声(几微伏)，并且在其输出端也具有高的噪声，lpf1是双向低通滤波器，其一方面用于阻止来自超低功率比较器10015的“-”输入端的噪声，并且另一方面允许从rs1007处获得采样电压，这使得id转换成id*rs，将该电压与参考电压(vref)10014相比较，并且当反馈是vref＝id*rs时，则id＝vref/rs，如果id*rd>vref，比较器将产生通过lpf2和输入阻抗网络10002被提供到jfet1009的栅极的负电压，该负电压将减小电流。输入阻抗网络10002由图5的5003、图6的6003、图7的7003或图8的8003所描述的二极管网络组成，由于非常小的电流is5015、6015、7015和8015流经二极管网络并且泄漏电流5015、6015、7015和8015与二极管泄漏电流具有相同等级，这将意味着在dc期间每个二极管可能具有大约kt/q的电压或者大约25mv的电流。为了具有高的增益，添加与rs1007并联的旁路电容器cs1008。电荷泵10014提供两个电压vcclow以驱动传声器缓冲器1003并且提供-vee以用于超低功率比较器1015。驻极体元件10001是具有极化元件的电容器，并且在其引脚上具有高的电压，该电压通过二极管网络被放电。可以添加可选的低电阻器(100ohm)re1001a，以允许在制造过程中控制驻极体元件10001的放电，这将限制放电电流，使得二极管网络1002中的二极管不会受到损害，诸如5011、6011、7011和8011等与输入阻抗并联的电容器10002c1可以添加到输入阻抗中，c1允许减少由来自jfet10009的泄漏电流引起的噪声。图13描述了驻极体10016的模型，该模型可以视为与velectret10018串联的celectret10017。现在参考图13。图13是图11的超低功率超低噪声传声器的改进版本。除了反馈部分，图13的电路类似于图11的电路。在图13的电路中，不需要电阻器rs10007和电容器cs10008，而需要通过lpfla1112从负载电阻器rd1106处获得电流至电压的变换，lpfla1112的目的是将电压id*rd传递到比较器，然后添加-vref1114，以用于给出比较器1115的“-”端子和“+”端子之间的电压id*rd-vref。如果id*rd-vref<0，则在比较器115的输出端处产生正电压，该正电压增加了电流id1107。图13的电路的优点在于vcclow降低了大约rs10007上的电压，这将降低vcc_low，并且由此可以产生具有较低功率的传声器缓冲器1103。图15描述了与图13类似的用于微机电系统(mems)传声器的传声器缓冲器，除了驻极体元件1001之外，该电路类似于图13中的电路。驻极体元件1001被由mems偏置阻抗网络1201b和mems电容器1201a组成的mems单元1201代替，mems单元1201将声波压力转换成电容的变化。当假定mems电容器具有恒定电荷时，这些变化可以按照下式被转换为电压变化：电压变化通过cc(c-耦合电容器)耦合到传声器缓冲器1203。vbb是mems电容器的偏置电压，该电压可以是正的或负的，并且通过使用开关电容器电荷泵1204产生该电压，为了产生“纯净的”vbb，有时需要产生更高的电压，并使其经过低通滤波器和通常利用运算放大器来实现的缓冲器，进一步利用高的电阻器和电容器来滤波运算放大器输出。图17是根据一个示例性实施例的超低噪声vbb偏置电路的简化电气原理图。图17的低噪声vbb偏置电路首先使用lpf1401阻挡来自vbb1402的噪声，并且使用单位增益放大器1403传递该电压。被假设为低功率的该放大器的输出端可能具有一些噪声，这些噪声可被第二lpf1405进一步阻挡。然后在输出端1406处提供净化后的vbb。mems偏置阻抗网络1201b是诸如图5、图6、图7和图8所示的二极管网络5013、6013、7013和8013。可以理解的是，为清楚起见在各个实施例的环境中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合地提供。相反地，为简洁起见在单个实施例的环境中描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合来提供。尽管在上文中已经结合具体实施例提供了描述，但是显然地，对于本领域的技术人员，许多替换、修改和变化是显而易见的。相应地，本发明旨在涵盖所有落入所附权利要求的内容和广泛范围内的所有替代、修改和变型。此处，本说明书中提及的所有出版物、专利和专利申请通过整体引用并入本说明书，其程度如同具体地、单独地指出，在此处通过引用将每个单独的出版物、专利或者专利申请并入本文。另外，本申请中的任何参考文献的引用和标识不应当被解释为承认这种参考文献可作为现有技术。当前第1页12