专利名称：中频信号的数字化方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种采用输出仅N位数字信号的模拟/数字转换器对中频(IF)信号，特别是视频信号，进行数字化的方法及其装置，其精度大于N位。
对TV设备的所有信号进行数字化已越来越普遍。其原因很多，主要的是处理、滤波和解调数字信号的技术的适应性更强，而且其成本比模拟技术还低。
现今调谐器件和IF电路中的信号数字化方面存在许多严重问题。一个首要困难是市场上销售的适宜价格的模拟/数字转换器(ADC)的性能不令人满意，尤其对于为消除相邻信道信号的干扰所特需的高动态分辨率，此问题更为显著。
如果假设对于叠加有声频调制信号的复合信号的数字化，10位是足够的话，要想消除相邻信道的干扰就要求有补充位。在原理上，必须假设在视频调制后IF数字信号的性能至少与采用模拟方法处理的相同。所以，这意味着IF信号数字化后，数字信号处理方法中补充位的作用必须足能够抑制相邻信号的干扰。实践中，相邻信道的信号的幅值(高达50dB)能显著大于所需信号的幅值，这将需要增加约8位的分辨率。所以需要大约18位的总体分辨率。
市场上提供的适宜价格的各种ADC尚不能满足这种指标要求。
本发明的第一个目的是提出一种使中频信号能够以一个大于模拟/数字转换器N位的精度被数字化的方法，而此方法不会显著提高成本。
因此，本发明的IF信号数字化的方法的精度大于N位，且使用一个输出N位数字信号的模拟/数字转换器(ADC)，它包括下列步骤-利用采样-保持电路、在频率fs下和以Q位的精度(其中Q大于N)在模拟信号被数字化对它们进行采样；-将峰-峰幅值大致等于所述ADC的最低有效位的幅值的一斜坡信号与所述采样信号相加；-将所述采样信号与所述斜坡信号的和输入给所述ADC，所述ADC在一为几倍fs的采样频率nfs下工作，从而所述ADC输出频率为nfs的数字信号。
-在等于nfs/p的低频下，将p个数字化的信号平均，来获得精度大于N位的平均值。
最好选择p等于n。
一般选择n等于2的M次方，n＝2M，从而n个N位信号的所述平均值精度的等级成为(N＋M)位。选择Q至少等于N＋M的和。
在本发明的实施例中，N等于10并且M等于8。
一般地，当p等于n时，从连续的数字化信号中计算平均值，特别是从ADC中提出的一组n个数字化信号。
本发明还包括用于中频信号数字化的电路，它包括一能够输出N位数字信号的ADC，还包括-采样-保持电路，它的输入端接收待数字化的模拟信号，此采样-保持电路在采样频率fs下工作并以Q位的精度(其中Q大于N)输出被采样信号；-斜坡信号发生器，该斜坡信号的峰-峰幅值大致等于所述ADC的最低有效位的幅值；-加法器电路，它将所述采样信号与所述斜坡信号相加并将这两信号之和馈给所述ADC的输入端；-控制装置，用于控制所述ADC使其工作在一为几倍fs的采样频率nfs下，从而所述ADC在频率nfs下输出N位的数字信号；-均值电路，它在小于nfs的频率下，计算p个数字化的信号平均值来获得具有位数大于N的数字平均值。
最好地，所述均值电路对n个连续数字化信号计算其平均值并在频率fs下输出数字平均值。
所述斜坡信号发生器有利地为一个直接数字合成器，它包括一个阶梯数字信号发生器，一个数字/模拟转换器(DAC)和一个输出端与所述加法器电路的输入端相连的滤波器。
最好地，在ADC输出端和计算p个连续数字化信号的平均值的所述电路的输入端之间放置一个中值滤波器(median filter)。
此平均值电路可包括一个校正ADC量化间隔中误差的电路。
参考附图，通过阅读下面的作为非限制性实例的实施例的说明将更好地了解本发明并且本发明的其它优点和特征将变得很清楚，其中
图1为本发明的用于数字化中频信号的电路的框图；图2示出了图1中电路的一部分及此电路部分的不同点上信号的波形；图3为说明在模拟/数字转换器中采样的示意图；图4为在模拟/数字转换器中转换的示意图；图5为用于带误差校正计算平均值电路的简化图；图6示出带误差校正的模拟/数字转换器的特性，它与图4相似。
图1为用于数字化IF信号特别是电视视频信号的电路的框图。待数字化的IF信号在从传统调谐器件或“调谐器”(未示出)的输出的线1上接收，该调谐器件的输入端与拾取待处理信号的天线相连。此调谐器包括一本振，该本振的频率适当地调整到与由天线拾取的信号频率以产生差拍，这样调谐器就在所需的频域上输出相应于中频的标准值的频率。
以模拟形式经线1到达的IF信号被馈给自动增益控制(AGC)电路2的输入端，AGC保证了将馈给模拟/数字转换器3的输入端的信号的幅值适合该转换器的能接受的幅值范围。在电路2中，控制电路2a调节放大器2b的增益，并能够接收图中破折线所示的ADC的输出信号，或能够接收图1中未示出的数字信号处理单元的输出信号，被电路2正确地放大的模拟IF信号传递给输出Q位高精度信号的采样-保持电路4的输入端。在此实施例中，Q等于18位。
此采样-保持电路在采样频率fs下工作，现在参考图2的左上部分的表示馈给采样-保持电路4输入端的被放大的IF信号的曲线d的图，其中，横轴＝时间、纵轴＝信号幅值，从中引出的水平段e1，e2…e6表示电路4输出采样信号。如e1段的纵坐标对应信号d在采样周期的起始点的坐标，并且段e1的这一纵坐标保持在采样周期Ts(等于1/fs)的宽度内。采用这种已知方法来在电路4的输出端将连续输入的模拟信号转换为水平段e1，e2等的序列，则完成数字化。
e1，e2等每个段的纵坐标的精度取决于采样-保持电路4的精度。后者的选择是为了给e1，e2等每个段提供Q位的精度。换句话说，如果用位来表示此段的纵坐标，则利用采样-保持电路4能够获得Q个有效位，在本发明实施例中，Q等于18。
选择的采样-保持电路4具有一非常短的稳定和窗口时间。采样-保持电路4的带宽至少等于待数字化最大中频并且最好大于此最大值以避免非线性效应。
采样频率fs量级可为27MHz，其中，中频IF可以高一些，特别地为40MHz。
采样-保持电路4的输出端与加法器电路5的输入端相连，加法器电路的另一个输入端接收由直接数字合成器7(图1)产生的形成阶梯信号或斜坡信号的脉冲串6(见图2)。脉冲串6的峰-峰幅值h(图2)大致等于相应于ADC3的最低有效位(LSB)的幅值。
如图1所示，施加给加法器5的另一个输入端的脉冲串6从信号发生器8获得，该信号发生器8在为几倍采样-保持电路4的采样频率fs的频率nfs下提供一串阶梯数字信号9(图2)。选择n等于2的M次方n＝2M。在本发明实施例中，选择M等于8，则n等于256。
数字信号串9馈给在与电路8的相同频率下工作的数字/模拟转换器10。转换器10的输出信号在馈给加法器5的另一个输入端之前，以脉冲串6的形式被带通滤波器11处理。
在加法器5的输出端，脉冲串6加在(叠加上)以水平段的形式馈给另一输入端的采样信号上。图3(横轴为时间，纵轴为幅值)简要说明了如e1的水平采样段变换为叠加了脉冲串6的斜坡形式的信号e’1。斜坡e’1随段e1的大致中间点截取时间而升高。
转换器3在时钟(采样)频率nfs下工作，该频率为采样-保持电路4的采样频率fs的几倍和大于采样频率fs的n倍。
于是，转换器3执行“过采样”(oversampling)。
正如已经提到的，在本发明实施例中，最好n＝2M。其中M＝8并且n＝256。
在图3中可以看出，这些状态下，具有Ts宽度(等于1/fs)的斜坡e1被转换器3采样n次并产生n个由图3中的阶12表示的采样值。
ADC3有N位的分辨率，N小于Q。在本发明实施例中，N等于10。在图3中垂直轴的刻度表示由转换器3确定的对应连续位的量化级。
很明显的是如e1的其幅值在两个量化级之间的采样信号将正常地被转换成相应低量化级的数字值。因此，转换的精度仅等于对应于图3中纵坐标范围的一个刻度值的最低有效位的幅值。
本发明使此精度得以大量提高。实效上，通过在段e1中加入一个阶梯斜坡，该斜坡的峰-峰幅值大致等于转换器3的最低有效位(LSB)的幅值。能够肯定此斜坡将超过转换器3的量化阈值。由于n个水平段形成阶梯状的斜坡12，比量化阈值S低的段将被数字化成对应于次低量化阈值的一个值，其中那些落在大于量化阈值S上的段将被数字化成比相应此阈值S大一位的值。
然后，对于段e1，有可能对所有阶梯斜坡12的基本段的数字值计算一个加权平均值从而获得一个段e1的精确得多的数字值。加权平均值在n个基本段上进行计算，n＝2M，对于如e1的每一个段可获得位数等于N＋M(在本发明实施例中，10＋8＝18位)的平均值。
另外，选择Q(采样-保持电路4的精度)至少等于N＋M。由电路13(图1)在频率nfs下进行对转换器3提供的n个连续数字值的平均计算，从而该电路13在频率fs下输出N＋M位的数字值。
在转换器3的输出端和电路13的输入端之间有利地包括一中值滤波器14来消除因噪声引起的任何影响，这一点当转换器3的输入信号接近量化阈值时将变得越来越重要。此中值滤波器14在滤波器的窗口对于待滤波的信号的变换宽度(transition width)不太宽时具有不劣化变换的优点。
最后，因为未假设ADC的量化阈值全部是规则分布的，所以在电路13中平均值的计算最好包括一个误差校正，这将在下面讨论。
被有利地应用在本发明中的各种瞬时型(flash-type)的ADC的一个已知特性，是在高输入扫描速率下微分线性的损失。这主要是由于不完全同步而引起的输入信号的采样有时不总是所期望的那样，特别是决定这些采样时间的时基存在不稳定性。因时基的不稳定性而引入的误差在高输入频率下还会增加。由于这些原因，输入频率必须保持尽可能的低，这就是为什么由加法器5叠加在采样信号上的斜坡形式的信号在IF信号的采样间隔上必须产生至多两种的ADC3的输出码的变化。所以，ADC3的转换特性对结果的影响很小。同时，由于量化阈值仅在一个方向上变化，这样就避免了滞后效应。这引入了一个或多或少的能够随后校正的固定误差。
如果，在被叠加的脉冲串6的最大峰值如g1，g2，g3，g4(图2)处，采样ADC3的输入信号，则对时基不稳定性的灵敏度还能够被大大降低。
正如已指出的，直接数字合成器7包括数字脉冲串6的发生器8，高速数字/模拟转换器10和带通滤波器11。产生的脉冲应使每个采样的最大幅值基本上与其它采样的幅值无关。ADC3的采样必须正好在该脉冲到达如g1，g2，g3，g4的它们的最大幅值时进行，在此最大值的附近，时基的不稳定性对ADC3的输出信号的影响最小。
当然，所需采样窗口取决于所需的脉冲分辨率。窗口宽度规定了ADC时钟可以偏离的时间范围。一个较宽的窗口将产生对ADC的时基不稳定性的较低灵敏度。
如果假设在最大值附近的脉冲波形近似为正弦，可计算在脉冲顶端的数字化窗口大约为n＝8位ADC采样周期的2.8％。这一要求导致高采样频率下的非常狭窄(在时间上)幅值窗口。由于存在这一要求，最好是由直接数字合成器7直接提供阶梯发生功能。其可行性在于产生码间干扰是已知的并为可接受的量级，因为叠加的信号在采样时钟周期内仅变化1/2n。还可以调整该信号以使采样-保持电路4中的电容器的放电可控，这将简化它的制造过程。
要反复说明的一点是高频信号的应用要求对量化器(ADC的特性的)进行线性化，以使比量化间隔小很多的输入的变化能反映在输出信号中。结果是应采用高频信号来最小化传统量化器的失真。如果正确使用高频信号，应认为不需要的信号为噪声并且噪声功率，假如是白噪声，在整个基带上延伸直至一由过采样频率决定的尼奎斯特(Nyquist)极限。如果基带带宽因过采样因子(n)降低到为原始模拟输入信号的带宽，则噪声带宽也将被降低n倍，并且噪声功率将为在量化器中产生的噪声功率的n分之一。然而，仅在合成噪声(换句话说，加入的噪声信号和ADC引入的量化噪声)是白噪声的情况下，这样一种计算是有效的，而实际情况并非如此。另外，加入输入信号中的噪声信号将引起在ADC比较器中幅值的较大变化，这样一来，正如前面所述的，高频下ADC的瞬变特征将变得更大。还有，对时基稳定性的要求将更严格。除非在输入模拟信号中加入一信号，否则不能够提高ADC的分辨率，但此添加的信号将必须使所致信号“准确地”达到和超过量化阈值。
各种ADC，特别是转换器3，的量化性能具有的一定误差必须校正以便在电路的输出端获得具有提高的动态分辨率的IF数字信号。有两个误差是非常重要的积分和微分的非线性度。第一项误差导致ADC输出呈现非线性，而第二项误差对噪声特性有显著影响。
总之，正如模拟电路中线性度和噪声一样，这些误差具有相同的重要性。
图4说明了对应不同大小的相邻量化间隔间的量化量的微分非线性度。忽略直线的偏置量，量化阈值从“最佳直线”上的偏离在输入端引入附加量化噪声。对于常规用途的ADC，这些偏离能够达到约ADC的最低有效位(LSB)的一半。对于这里考虑的应用，这一误差程度是不可以接受的，因为它不能在以后被校正。这意味着，虽然ADC可以有10位的分辨率，量化阈值的精度将不得不为14位的数量级以使一精确的校正成为可能。
图4说明了相邻量化间隔q1，q2，q3等的变化。横轴为ADC3上输入信号的幅值；纵轴为输出信号。最低有效位的理论幅值对应为段i。在段i的每一边找到倾斜45°的线15和16，并且在中央一个实线17也倾斜45°。对于一个理论上完美的转换器，所有的量化间隔将相等并且在线15和16之间形成一个具有规则台阶的“阶梯”。实际上，如图4所示，如q2的某些间隔的长度较长，而如q3的其它间隔的长度被缩短。例如间隔q3，其左边不是位于线15上，而是从该线移向右边一个对应于误差εinf的量，而阈值q3的右边位于超出线16一对应误差εsup的距离处。量化间隔q3对应于从采样-保持电路4输出的其上叠加斜坡6的信号U。
这些误差的影响是在间隔Ts中的所有采样的平均值没有形成一个输入信号U的良好近似值。
正如所指出的，图4中斜坡信号6具有等于约为一个最低有效位(LSB)的峰-峰幅值，换句话说，约等于图4中的i。在相应一个周期的时间间隔Ts中，对于U的一给定值，此信号能够产生两个或至多三个输出信号的电平。指定这些输出信号电平值为Min，Med，Max。
为以一种简单方法使待执行的平均成为可能，对应于所有量化间隔的错误量化阈值的“校正”表示值必须被测量和存储在电路13中的测定表18中(图5)来计算带误差校正的平均值。测得的误差DMin，DMed，DMax存储在表18中。计算出未校正的Max值的、Med值的与Min值的和，然后在加法器电路19中相加，加法器电路19输出一馈送给加法器20的未校正的平均值。
另外，误差值DMax馈给乘法器(multiplier)21的一输入端，乘法器的另一个输入端接收表示Max值之和的值Smax。误差值DMed和DMin以同样的方式分别被乘法器22和23进行处理。
乘法器21，22，23的输出馈给加法器电路24的三个输入端，加法器电路24将一个校正信号馈给加法器电路20的另一个输入端，然后加法器电路20输出基于以下计算的值C的经校正的平均值C＝(SMaxcor＋SMedcor＋SMincor)/nC＝([SMax＋SMed＋SMin]＋[DMaxSMax＋DMedSMed＋DMinSMin])/n注意到这种计算允许一定程度上的输出值的校正，但重要的是量化阈值随时间保持恒定-特别是，甚至存在温度变化的情况-不然，就必须相应调节校正值。
图6为说明被作为值DMax，DMed，DMin的函数而校正的ADC的特性图。
本发明的IF视频信号的过采样能够甚至在所用ADC仅有10位的分辨率的情况下，以足够的动态分辨率(18位量级)执行多标准的模拟/数字转换。
权利要求
1.一种中频信号的数字化方法，其精度大于N位，使用一个输出N位数字信号的模拟/数字转换器(ADC)，其特征在于包括下列步骤-利用采样-保持电路(4)、在频率fs下和以相应于Q位的精度，其中Q大于N，在模拟信号被数字化之前对它们进行采样；-将峰-峰幅值大致等于所述ADC的最低有效位的幅值的一斜坡信号(6)与所述采样信号相加；-将所述采样信号与所述斜坡信号的和输入给所述ADC，所述ADC(3)在一为几倍fs的采样频率nfs下工作，从而所述ADC输出频率为nfs的数字信号。-在等于nfs/p的低频下，将p个数字化的信号平均来获得精度大于N位的平均值。
2.如权利要求1的方法，其中p等于n。
3.如权利要求1或2的方法，其中n等于2的M次方(n＝2M)以使n个数字化信号的所述平均值精度的等级为N＋M位，Q至少等于N＋M。
4.如权利要求3的方法，其中M等于8，n等于10和Q至少等于18。
5.一种用于中频信号，特别是视频信号，的数字化电路，其精度大于N位，使用一个输出仅N位数字信号的ADC(3)，所述电路包括-采样-保持电路(4)，它的输入端接收待数字化的模拟信号，此采样-保持电路在采样频率fs下工作，并以相应于Q位的精度输出被采样信号，其中Q大于N；-斜坡信号(6)产生器(7)，该斜坡信号的峰-峰的幅值大致等于所述ADC的最低有效位的幅值；-加法器电路(5)，它将所述采样信号与所述斜坡信号相加并将这两信号之和馈给所述ADC的输入端；-控制装置，用于控制所述ADC(3)使其工作在一为几倍fs的采样频率nfs下，以使所述ADC输出频率为nfs的N位数字信号；-均值电路(13)，它在小于nfs的频率下，计算p个数字化信号的平均值来获得具有位数大于N的数字平均值。
6.如权利要求5的电路，其中所述均值电路(13)计算n个数字化信号(p＝n)的平均值。
7.如权利要求5或6的电路，其中所述采样-保持电路(4)提供相应于Q＝18位的精度，所述ADC(3)输出10位数字信号(N＝10)，并且n＝8，以使在所述均值电路(13)的输出端获得的数字信号为18位信号。
8.如权利要求5至7中任一个的电路，其中所述斜坡信号(6)的所述发生器(7)由一个直接数字合成器构成，该直接数字合成器包括一个阶梯数字信号发生器(8)和一个数字/模拟转换器(10)，该转换器(10)和该发生器(8)均工作在频率nfs下。
9.如权利要求5至8中任一个的电路，包括一个中值滤波器(14)，它设置在所述ADC(3)输出端和所述均值电路(13)的输入端之间。
10.如权利要求5至9中之一的电路，其中所述均值电路(13)能够校正ADC(3)量化间隔的误差。
全文摘要
一种中频信号数字化的方法，使用输出N位数字信号的模拟/数字转换器(ADC)而其精度大于N位，步骤为采样-保持电路在频率fs下以相应于Q位的精度(Q大于N)采样未数字化的模拟信号；将峰-峰幅值大致等于ADC的最低有效位的幅值的斜坡信号与采样信号相加；将相加之和输入给在采样频率nf
文档编号H04N5/44GK1149216SQ96111890
公开日1997年5月7日 申请日期1996年9月3日 优先权日1995年9月15日
发明者沃纳·博伊 申请人:汤姆森多媒体公司