专利名称：具有内置极性切换电路的用户电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用户电路，特别是内置通话电流极性切换电路的用户电路。
这种用户电路常规的一个目的是给用户专用线提供回路电流。更进一步，常规的用户电路为传送记数器脉冲等信号给收费电话需要有通话电流极性切换电路。用户电路用IC(集成电路)一般有两种内置式和外置式。通常，在极性切换之前的馈电叫做正向馈电，在极性转换之后的叫做反向馈电。
图1和图2用来说明极性切换电路外置的常规用户电路馈电电路部分的结构。以下每幅图中，使用相同的符号代表相同的元件。
图1是通话电流极性切换电路外置的常规用户电路的正向馈电电路组件的方框图。图2是图1所示电路中一个特定电路结构的示意图。
在常规的用户电路中，提供了一个输入输出差动平衡放大器4，其上有一个正(同相)输入端(+)和一个负(反相)输入端(-)，以及一个正(同相)输出端(0)和一个负(反相)输出端(0-)。同相输出端和反相输出端分别放大加在平衡放大器正(同相)输入端和负(反相)输入端上的电压，并产生以参考电压VREF4为基准的同样幅值但极性相反的电压。在反相输出端和中继端之间连接有电阻8e，在同相输出端和振铃端之间连接有电阻8f。电阻8e和8f都具有电阻值RF。平衡放大器4的负(反相)输入端(-)和正(同相)输出端(0)通过电阻值均为R的电阻8a和8b接有来自中继端的反馈。类似的，平衡放大器4的正(同相)输入端(+)和负(反相)输出端(0-)通过电阻值均为R的电阻8c和8d接有来自振铃端的反馈。因而在常规的用户电路中，构成了一个反相放大器部件。
平衡放大器4的反相输出端连接到第一放大器5a1的一个输入端，并且在叠加偏差电压VOFF1后接到电压比较电路5a2的第一同相输入端；而电压比较电路5a2的第二同相输入端接入第二参考电压VREF2。
如已描述的，电压比较电路5a2有两个同相输入端，其中输入电压值高者为有效电压。而后，电压比较电路5a2低阻抗输出一个与第一输入端或第二输入端有效电压值相同的电压。因而电压比较电路5a2具有所谓的缓冲放大器的功能。
电压比较电路5a2的输出端与减法器10的第一输入端相连，第三放大器6a的输入端接入参考电压VREF1，其输出端连到减法器10的第二输入端。
减法器10的输出端连接到低通滤波器5b1的输入端，5b1的输出端连接到第二放大器5b2的输入端，而5b2的输出端连接到第一加法器5b3的第一输入端，加法器5b3的第二输入端接入第二偏差电压VOFF2。
第一加法器5b3的输出端连接到电压/电流转换电路5b4的输入端，其输出端连接到平衡放大器4的反相输入端(-)。
电压/电流转换电路6b4接入第三参考电压VREF3，其输出接到平衡放大器4的同相输入端(+)。
中继端选用第一外部继电器11a的第一端，而振铃端选用第二外部继电器11b的第一端。在11a和11b的第二端之间接有闭环电阻3。第一继电器11a的第三端接到振铃端，第二继电器11b的第三端接到中继端。
下面，将参照图1和图2介绍常规电路的工作原理。
首先，将介绍正向馈电时常规电路的工作原理。
正向馈电时，继电器11a和继电器11b分别接到图中所示的N端。如果平衡放大器4的反相输出电压为V1，经过第一放大器5a1放大K1倍，然后叠加上偏差电压VOFF1。于是，5a1的输出电压V2以下面的公式(1)计算V2＝K1·V1+VOFF1 …(1)
接着，输出电压V2和第二参考电压VREF2在接下来的电压比较电路5a2中比较大小。
首先假设V2大于VREF2，则5a2将输出V2并将其输入到减法器的第一端。
第三放大器6a输入第一参考电压VREF1，输出K4·VREF1电压到减法器10的第二端。
接着，减法器10对5a1的输出电压V2和6a的输出电压K4·VREF1进行减法运算。
因此，减法器的输出电压V3可以以下面的公式(2)计算V3＝V2-K4·VREF1＝(K1·V1+VOFF1)-K4·VREF1 …(2)通常，通过调整K4和VREF1的大小使得偏差电压VOFF1等于K4·VREF1。因而，在减法器10中将消去VOFF1。
结果，减法器的输出电压V3计算公式化简为公式(3)V3＝K1·V1…(3)减法器10的输出电压V3通过第一低通滤波器5b1时将消除其交流成分。
第一低通滤波器5b1的输出电压V3经过第二放大器5b2放大K2倍，然后输出到第一加法器5b3。
通过加法器5b3，第二放大器5b2的输出电压叠加了偏差电压VOFF2后输出V4到电压/电流转换电路5b4，其计算公式(4)如下V4＝K1·K2·V1+VOFF2 …(4)由于第一电压/电流转换电路5b4的转换系数为K3/R，所以其输出电流IDC1的计算公式(5)如下
IDC1＝K3·V4/K＝K3·(K1·K2·V1+VOFF2)/R …(5)然后电流IDC1反馈到平衡放大器4的反相输入端(一)。
通过第二电压/电流转换电路6b4，第三参考电压VREF3以转换系数K3/R转换，第二电压/电流转换电路6b4的输出电流IDC2由下面公式(6)确定IDC2＝K3·VREF3/R…(6)然后电流IDC2反馈到平衡放大器4的同相输入端(+)。
顺便说一下，下文中将由平衡放大器4的输出电压或以某系数放大的第二参考电压VREF2转换成的加到平衡放大器4输入端的电流叫做“直接反馈电流”。而将为消除附加到直接反馈电流的偏差电流而加到平衡放大器4输入端的电流叫做“偏差抵消电流”。
此时将获得一个流过闭环电阻3的闭环电流IL，并产生中继端电压VTip。
当直接反馈电流IDC1反馈到平衡放大器的反相输入端(-)，偏差抵消电流IDC2接入同相输入端(+)时，其计算公式(7)如下V1＝VTip+IDC1×(R/2)-IDC2×(R/2) …(7)把公式(5)和(6)代入公式(7)，可得到公式(8)如下V1＝VTip+{K3·(K1·K2·V1+VOFF2)/R}×(R/2)-K3·(VREF3/R)×(R/2)…(8)由于第三参考电压VREF3用来消除偏差电压VOFF2，VREF3等于VOFF2，则有公式(9)如下V1＝VTip-{(K1·K2·K3·V1)/R}×(R/2)…(9)
由此公式解出V1，得到公式(10)如下V1＝2·VTip/(2-K1·K2·K3)…(10)另外，闭环电流IL计算公式(11)如下IL＝(V1-VTip)/RF …(11)把公式(10)代入公式(11)得到公式(12)IL＝[VTip·{2/(2-K1·K2·K3)-1}]/RF …(12)给出公式(13){ 1-2/(2-K1·K2·K3)}/RF＝1/RDC …(13)于是得到公式(14)如下，从中可以看出实现了定阻抗馈电。
IL＝-VTip/RDC …(14)馈电电阻RDC可以通过调整第一放大器5a1和第二放大器5b2的增益K1和K2及第一电压/电流转换电路5b4的增益K3来随意设定。
这时，由于平衡放大器4的特性，当送到其反相输入端(-)的电流大于送到其同相输入端(+)的电流时，其产生的电流方向是从中继端流向振铃端。相反的，当送到其反相输入端(-)的电流小于送到其正相输入端(+)的电流时，其产生的电流方向是从振铃端流向中继端。然而，根据常规的馈电电路，由于IDC1通常均大于IDC2，所以闭环电流IL永远是从中继端流向振铃端。
因此在常规的馈电电路中，为了切换闭环电流的极性以反向馈电，需要将外置的极性切换继电器11由N端切换到R端。
其次，与上述V2大于VREF2的情形相反，以下将考虑V2小于VREF2的情况。如果以与上述方式相同的方式考虑定阻抗馈电，减法器10的输出电压V3计算公式(15)如下V3＝VREF2-K4·VREF1 …(15)
在第二放大器5b2，此输出电压V3将被放大K2倍。随后在第一加法器5b3叠加偏差电压VOFF2。
因此，加法器的输出电压V4计算公式(16)如下V4＝K2·(VREF2-K4·VREF1)+VOFF2 …(16)在第一电压/电流转换电路5b4将此输出电压转换成电流IDC1，然后此直接反馈电流反馈到平衡放大器4的反相输入端(-)。其计算公式(17)如下IDC1＝K3·{K2·(VREF2-K4·VREF1)+VOFF2}/R…(17)而对于平衡放大器4的同相输入端(+)，则输入偏差抵消电流IDC2，其计算公式(18)如下IDC2＝K3·VREF3/R…(18)当V2小于VREF2时，从平衡放大器4的反相输出端0-没有到反相输入端的反馈；实质上，IDC1不是反馈电流。因而，这种情况下的闭环电流IL的计算公式为(19)如下IL＝{(IDC1-IDC2)/2}×(R/RF) …(19)把公式(17)和(18)代入公式(19)，得到公式(20)如下IL＝K3·[{(K2·VREF2-K4·VREF1)+VOFF2}/2R-VREF3/2R]×(R/RF) …(20)正如在定阻抗馈电的情况中所介绍的一样，由于VREF3＝VOFF2，所以有公式(21)IL＝{K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2R}×(R/RF)＝K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2RF …(21)
因此实现了恒定电流馈电。
进一步通过适当调整K2、K3、K4、VREF2和VREF1的大小，可以任意设定恒定电流的大小。
与定阻抗馈电的情况相似，由于IDC1大于IDC2，所以其闭环电流IL的流向总是由中继端流向振铃端。
因此，为了反向馈电，需要控制外置的极性切换继电器来切换闭环电流的极性。
接下来，将参照图3介绍内置通话电流极性切换电路内嵌的常规用户电路。
图3是在日本公开号No.Sho-61-113354中公开的另一个通话内置电流极性切换的常规用户电路的实施例的方框图。
图3中，2a和2b是用户专用线，100a和100b是配置相同的两个馈电电路。馈电电路100a和100b的控制端107a和107b分别与用户专用线2a和2b中与其极性相对的一端连在一起。下文中，馈电电路100a将被称为“正向馈电电路100a”，而馈电电路100b将被称为“反向馈电电路100b”。
正向馈电电路100a包括一个高输入阻抗的电压/电流转换电路101a用来检测用户专用线的电压差并将其转换成电流。其还包括公共端104a和一个输入为转换电路101a的输出电流的电流镜像电路103a。其还包括一个电流补给电路102a，其从用户专用线2b中引入闭环电流并将其输出给用户专用线2a。另外，正向馈电电路还包括一个开关105a和一个电容器106a，其串联后并联在电流镜像电路103a上。
同样的，反向馈电电路100b包括一个高输入阻抗的电压/电流转换电路101b用来检测用户专用线的电压差并将其转换成电流。其还包括公共端104b和一个输入为转换电路101b的输出电流的电流镜像电路103b。其还包括一个电流补给电路102b，其从用户专用线2a中引入闭环电流并将其输出给用户专用线2b。另外，正向馈电电路还包括一个开关105b和一个电容器106b，其串联后并联在电流镜像电路103b上。
接下来，将介绍内置通话电流极性切换电路的常规用户电路的工作原理。
在正向馈电的情况下，从控制端107a输入的外部信号将正向馈电电路设置为开状态，而从控制端107b输入的外部信号将反向馈电电路设置为关状态。闭环电流从电流补给电路102a流出，经用户专用线2a流到闭环电阻3后再经用户专用线2b流回电流补给电路102a。由于反向馈电电路100b对于用户专用线是高阻抗状态，因此其对上述的过程没有任何影响。
与此相反，在反向馈电的情况下，从控制端107a和控制端107b输入的外部信号互换。闭环电流从电流补给电路102b流出，经用户专用线2b流到闭环电阻3后再经用户专用线2a流回电流补给电路102b。
现在将说明一下与上面介绍的常规用户电路有关的几个问题。
问题之一是，根据常规的用户电路，如图所示的馈电电路中，使用了诸如极性切换中继器等机械元件来切换闭环电流的极性，其对于整个装置更小型化和电子化来说是一个障碍。
第一个问题是由于在上述的常规用户电路中没有将通话电流极性切换电路安装在内部而引起的。
第二个问题是对于如图3所示的内置通话电流极性切换电路的常规用户电路，需要大规模的电路，从而对延缓成本上升造成困难。
第二个问题是由于图3所示的常规用户电路需要有两个馈电电路，一个用于正向馈电，另一个用于反向馈电，从而使馈电电路组成部分的面积加倍。这两个馈电电路随闭环电流的切换而相互切换。
因此，本发明的目的之一就是一种内置闭环电流极性切换电路并且电路规模相对较小有助于降低成本的馈电电路。
根据本发明，为了实现上面提到的目的，设计的馈电电路包括一个具有两个输入端和两个输出端的输入/输出差动的平衡放大器、一个转换开关、一个闭环电阻，闭环电阻连接在第一和第二输入端间，转换开关的一端接在第一输出端，一端接在第二输出端；一个直接反馈电路输入单元，第一转换开关的固定端接在直接反馈电路的输入上，而第二转换开关的固定端接在直接反馈电路的输出上；一个偏差抵消电路的输入单元，第一参考电压接在偏差抵消电路的输入上，第三转换开关的固定端接在偏差抵消电路的输出上；一个正向反馈电路的输出单元，直接反馈电路的输入端分别接在第二转换开关和第三转换开关的一端，直接反馈的输出接到平衡放大器的第三输入端；一个偏差抵消电路的输出单元，偏差抵消电路的输入分别连接到第二转换开关和第三转换开关的另一端，偏差抵消电路的输出接到平衡放大器的第四个输入端。
这样，本发明就实现了仅仅用一个馈电电路来切换闭环电流极性的用户电路。
更具体的，本发明还包括直接反馈电路输出级电路(参照图4中5b)和偏差抵消电路输出级电路(参照图4中6b)，其具有相同的电路结构。
根据本发明的一个方面，直接反馈电路的输出级电路和偏差抵消电路的输出级电路具有相同的电路结构，通过开关切换加载到电路上的信号，正向馈电时作为直接反馈电路的输出级的电路将成为反相馈电时的偏差抵消电路的输出级；另一方面，正向馈电时作为偏差抵消电路的输出级的电路将成为反相馈电时的直接反馈电路的输出级。因而其可以不采用额外的电路来切换闭环电流进行反向馈电。
根据本发明的另一个方面，通过使直接反馈电路和偏差抵消电路的输出级既有相同的电路结构，其可以在一个地方进行偏差抵消，而常规的则是在两个地方进行。因此不再需要减法器。
根据本发明的另一个方面，因为所有能够利用+5伏电源系统进行操作的电路均可以用CMOS制成，所以电路的规模可以进一步减小。
结合相应的附图从下面的详细介绍中可以更清晰地显示上面的和进一步的目的和新颖性。其浅显易懂，但是这些附图仅仅是为示意而并不作为本发明的限制条件的定义。
图1是显示通话电流极性切换电路外置的常规馈电电路的一个实例的方框图。
图2是图1所示电路的一个具体电路结构的电路图。
图3是显示内置通话电流极性切换电路的常规馈电电路的一个实施例的方框图。
图4是显示本发明的一个实施例的方框图。
图5是图4所示电路的详细电路图。
图6是图5所示电路更具体的详细电路图。
图7是本发明的第二个实施例的电路图。
现在，参照附图，从以下对本发明的优选的实施例的介绍中，本发明的原理将变得明显易懂。
依照本发明，为获得优选的实施例，提供的用户电路包括一个具有第一、第二输入端和第一、第二输出端的输入/输出差动平衡放大器(如图4中4所示)，第一转换开关，和一个闭环电阻，闭环电阻(如图4中3所示)被连在第一输入端和第二输入端之间，第一转换开关(也可简称为开关，如图4中7a所示)的一端(N)被连在第一输出端，第一转换开关的另一端(R)被连在第二输出端；一个直接反馈电路的输入级(如图4中5a所示)，第一转换开关的固定端连到直接反馈电路的一个输入上，第二转换开关的固定端(如图4中7b所示)连到直接反馈电路的输出上；一个偏差抵消电路的输入级(如图4中6a所示)，第一参考电压Vref1被连接到偏差电路的输入上，第三转换开关的固定端(如图4中7c所示)被连接到偏差抵消电路的输出上；一个直接反馈电路的输出级(如图4中5b所示)和直接反馈电路的一个输入端分别与第二转换开关(图4中7b所示)的(N)端和第三开关(如图4中7c所示)的(R)端相连，直接反馈电路的一个输出被连接到平衡放大器(如图4中4所示)的第三输入端；偏差抵消电路的一个输出级(如图4中6a所示)，偏差抵消电路的一个输入被分别连接到第二开关(如图4中7b所示)的另一端(R)和第三开关(如图4中7c所示)的另一端(N)偏差抵消电路的输出被连接到平衡放大器的第四输入端。
根据本发明的另一个优选的实例，直接反馈电路(如图4中5b所示)的输出级电路和偏差抵消电路(如图4中6b所示)的输出级电路具有相同的结构，因此通过开关切换加载到其上的信号，在正向馈电时作为直接反馈电路的输出级的电路在反向馈电时将作为偏差抵消电路的输出级。与此相反，在正向馈电时作为偏差抵消电路的输出级的电路在反向馈电时将作为直接反馈电路的输出级。因此，其能够不采用额外的电路来切换闭环电流进行反向馈电。
进而，依然是根据本发明的另一优选实施例，直接反馈电路的输入级(如图5中5a所示)包括第一放大器(如图5中5a1所示)，其将一输入电压放大常数倍；叠加第一偏差电压(如图5中VOFF1所示)到第一放大器的输出电压上的装置；一个电压比较电路(如图5中5a2所示)，其将第一放大器输出电压和第一偏差电压的和(如图5中V2所示)与第二参考电压(Vref2)进行比较，并以低输出阻抗输出与两个输入电压中值较高的一个电压值相同的电压。直接反馈电路(如图4中5b所示)的输出级包括第一低通滤波器(如图5中5b1所示)；第二放大器(如图5中5b2所示)，其将第一低通滤波器的输出电压放大常数倍；第一加法器(如图5中5b3所示)，其将第二放大器的输出电压和第二偏差电压(如图5中VOFF2所示)叠加求和；和第一电压/电流转换电路(如图5中5b4所示)，其用来将第一加法器的输出电压转换成电流。
依然与根据本发明的优选的实施例有关，偏差抵消电路(如图4中6a所示)的输入级包括第三放大器(如图4中6a所示)，其输出第一参考电压(Vref1)的常数(K1)倍。另外，偏差抵消电路(如图4中6b所示)的输出级包括第二低通滤波器(如图5中6b1所示)；第四放大器(如图5中6b2所示)，其将第二低通滤波器的输出电压放大常数倍；第二加法器(如图5中6b3所示)，其将第四放大器的输出电压和第三参考电压(Vref3)叠加求和；和第二电压/电流转换电路(如图5中6b4所示)，其用来将第二加法器的输出电压转换成电流。
接下来，将参照图4和图5介绍一个本发明的实施例。图4是本发明实施例的结构方框图，图5是图4的详细电路图。
根据本实施例，参照图4，输入/输出差动平衡放大器4将第一输入端连接到双绞线2的中继端，第二输入端连接到双绞线2的振铃端。
在中继端和振铃端之间连接有闭环阻抗3。
平衡放大器4将输出端一连接到第一开关7a的(N)端，第二输出端连接到第一开关7a的另一端(R)。
开关7a第三端(固定端)连接到直接反馈电路5的输入级5a的输入上，5a的输出连接到第二开关7b的第三端(固定端)。
第一参考电压VREF1连接到偏差抵消电路6的输入级的输入上，偏差抵消电路6的输出连接到第三开关7c的第三端(固定端)。
第二开关7b的一端(N)和开关7c的(R)端被连接到直接反馈电路5的输出级5b的输入上，第二开关7b的(R)端和开关7c的(N)端被连接到偏差抵消电路6的输出级6b的输入上。
直接反馈电路5的输出级5b的输出将被连接到平衡放大器四4的第三输入端，偏差抵消电路6的输出级6b的输出将被连接到第四平衡放大器4的第四输入端。
接下来，将详细介绍第四平衡放大器4的一个实例的配置。
参照图5，输入/输出差动平衡放大器4包括一个正(同相)(+)和负(反相)输入端(-)，和一个同相及反相输出端。同相输出端和反相输出端分别放大加在平衡放大器正(同相)输入端和负(反相)输入端上的电压，并产生以参考电压VREF4为基准的同样幅值但极性相反的电压。在反相输出端和中继端之间连接有电阻8e，在同相输出端和振铃端之间连接有电阻8f。电阻8e和8f具有相同的电阻值RF。平衡放大器4的负(反相)输入端(-)和正(同相)输出端(0)通过电阻值均为R的电阻8a和8b接有来自中继端的反馈。类似的，平衡放大器4的正(同相)输入端(+)和负(反相)输出端(0-)通过电阻值均为R的电阻8c和8d接有来自中继端的反馈。因而在常规的用户电路中，构成了一个反相放大器部件。
接下来，将详细的介绍直接反馈电路5的结构的一个例子。
直接反馈电路5由输入级5a和输出级5b两个级构成。
首先对于输入级5a，参照图5，其包括增益为K1倍的第一放大器5a1，和电压比较电路5a2。
上面提到的开关7a的第三端(固定端)连接到放大器5a1的输入端，其输出电压与第一偏差电压VOFF1相加求和。
因此，如果放大器一5a1的输入电压是V1，则其输出电压V2计算公式(22)如下V2＝K1·V1+VOFF1 …(22)下一级的电压比较电路5a2具有两个同相输入端，即第一和第二输入端，其中输入电压高者为有效电压。因此，电压比较电路5a2低阻抗输出一个与输入端一或输入端二有效电压值相同的电压。因而电压比较电路5a2具有所谓的缓冲放大器的功能。
电压比较电路5a2的第一同相输入端连接到第一放大器5a1的输出端，电压比较电路5a2的第二同相输入端接入第二参考电压VREF2。电压比较电路5a2的输出端连接到开关7b的第三端(固定端)，输出同相输入端的输入电压V2和第二参考电压VREF2中电压值较高的一个电压。
其次，将详细介绍直接反馈电路5的输出级5b。
参照图5，直接反馈电路5的输出级5b包括四个部分，其分别是低通滤波器5b1、增益为K2倍的第二放大器5b2、第一加法器5b3、和电压/电流转换系数为K3/R的第一电压/电流转换电路5b4。
第一低通滤波器5b1的输入连到第二开关7b的(N)端和第三开关7c的(R)端，其输出接到第二放大器5b2的输入端。第二放大器5b2的输出端接到第一加法器5b3与第二偏差电压VOFF2相加，其输出输入到电压/电流转换电路5b4。电压/电流转换电路5b4的输出连接到平衡放大器4的反相输入端(-)，因此第一加法器5b3的输出电压便以电压/电流转换系数K3/R在电压/电流转换电路5b4转换成电流并流入平衡放大器4的反相输入端(-)。
接下来，将详细介绍偏差抵消电路6配置的一个例子。
偏差抵消电路6由输入级6a和输出级6b两个级构成。
首先对于输入级6a，参照图5，其包括增益为K4倍的第三放大器6a，其输入端接入第一参考电压VREF1，其输出端连接到开关7c的第三端(固定端)。从第三放大器6a的输出端输出K4倍的VREF1电压。
其次，将详细介绍偏差抵消电路6的输出级6b。
参照图5，偏差抵消电路6的输出级6b包括四个部分，其分别是第二低通滤波器6b1、增益为K2倍的第四放大器6b2、第二加法器6b3、和电压/电流转换系数为K3/R的第二电压/电流转换电路6b4。
第二低通滤波器6b1的输入连到第二开关7b的(R)端和第三开关的(N)端，其输出接到第四放大器6b2的输入端。第四放大器6b2的输出端接到第二加法器6b3与第三偏差电压VOFF3相加，其输出输入到电压/电流转换电路6b4。电压/电流转换电路6b4的输出连接到平衡放大器4的同相输入端(+)，因此第二加法器6b3的输出电压便以电压/电流转换系数K3/R在电压/电流转换电路6b4转换成电流并流入平衡放大器4的同相输入端(+)。
因此，如上所述，直接反馈电路5的输出级5b和偏差抵消电路6的输出级6b具有同样的电路结构。
于是通过调整直接反馈电路5的输出级5b和偏差抵消电路6的输出级6b使其具有同样的电路结构，就能够使电路5b和6b在正向馈电时分别作为直接反馈电路5的输出级和偏差抵消电路6的输出级，而在反向馈电时使电路5b和6b又分别作为偏差抵消电路6的输出级和直接反馈电路5的输出级。
接下来，将介绍图4和图5所示的电路的工作过程。
首先，将介绍在正向馈电时的电路的工作过程。
在正向馈电时，由于外部控制信号，所有的开关7均闭合在N字母表示的一侧。也就是说，开关按以下方式控制第一开关7a的(N)端与第三端(固定端)闭合，(R)端断开，第二开关7b的(N)端与第三端(固定端)闭合，(R)端断开，第三开关7c的(N)端与第三端(固定端)闭合，(R)端断开。
假设平衡放大器4的反相输出电压是VIN，其在第一放大器5a1被放大为K1倍，随后在第一放大器5a1的输出端与第一偏差电压VOFF1叠加，因此第一放大器5a1的输出电压V2以如下公式(23)计算V2＝K1·V1N+VOFF1 …(23)然后在接着的电压比较电路5a2的输入端输出电压V2和第二参考电压VREF2进行比较。
现在，假设V2大于VREF2，则电压比较电路5a2输出电压V2，并通过第二开关7b将其输入到第一低通滤波器。
第三放大器6a输入参考电压VREF1，经过第三开关7c输出电压K4·VREF1到第二低通滤波器。
对于图2所示的常规用户电路，电压比较电路5a2的输出电压和第三放大器6a的输出电压在减法器10进行了减法运算以消除偏移电压，而对于本实施例，偏差抵消不是在这里，而是在平衡放大器4的输入端进行的。因此，在本发明中，可以省略常规用户电路所需的减法放大器。
电压比较电路5a2的输出电压V2经过第一低通滤波器将其中的交流成分消除掉，然后输入到增益为K2倍的第二放大器5b2。第二放大器的输出电压变为K2·V2并在接下来的第一加法器5b3与第二偏移电压VOFF2相加。假设第一加法器5b3的输出电压为V4，则V4可由公式(24)计算V4＝K2·V2+VOFF2＝K2·(K1·V1N+VOFF1)+VOFF2…(24)为了把电压V4变成反馈到平衡放大器4的反相输入端(-)的电流IDC1N，而将其输入到电压/电流转换系数为K3/R的第一电压/电流转换电路5b4。第一电压/电流转换电路5b4的输出电流IDC1N的计算公式如下(25)
IDC1N＝K3·{K2·(K1·V1N+VOFF1)+VOFF2}/R…(25)第三放大器6a的输出电压K4·VREF1经过第二低通滤波器将其中的交流成分消除掉，然后输入到增益为K2倍的第四放大器6b2。第四放大器的输出电压变为K2·(K4·VREF1)并在接下来的第二加法器6b3与第三偏移电压VOFF3相加，假设第二加法器6b3的输出电压为V5，则V5可由公式(26)计算V5＝K2·(K4·VREF1)+VREF3 …(26)为了把电压V5变成反馈到平衡放大器4的同相输入端(+)的电流IDC2N，而将其输入到电压/电流转换系数为K3/R的第二电压/电流转换电路6b4。第二电压/电流转换电路6b4的输出电流IDC2N的计算公式(27)如下IDC2N＝K3·{K2·(K4·VREF1)+VREF3}/R …(27)现在，来看看流经闭环电阻3的闭环电流IL。这里，中继端的电压为VTip。
当电流IDC1N反馈到平衡放大器4的反相输入端(-)，IDC2N反馈到平衡放大器4的同相输入端(+)时，可得到下面的公式(28)V1N＝VTip+IDC1N×(R/2)-IDC2N×(R/2)…(28)将公式(26)和(27)代入(28)，得到公式(29)如下V1N＝VTip+K3·[{K2·(K1·V1N+VOFF1)+VOFF2}/R]×(R/2)-K3·[{K2·(K4·VREF1)+VREF3}/R]×(R/2)…(29)这里，通过设定K4·VREF1等于VOFF1及VREF3等于VOFF2将偏移电压VOFF1和VOFF2抵消，因此可得公式(30)如下V1N＝VTip+(K1·K2·K3·V1N)/2 …(30)
由此公式解出V1N，可得公式(31)V1N＝2·VTip/(2-K1·K2·K3) …(31)进而，可得闭环电流IL的计算公式(32)如下IL＝(V1N-Vip)/RF…(32)把公式(31)代入(32)，得到公式(33)IL＝VTip·{2/(2-K1·K2·K3)-1}/RF …(33)这里给出公式(34){1-2/(2-K1·K2·K3)}/RF＝1/RDC …(34)于是可得公式(35)，其表明以与常规系统相同的方式实现了定阻抗馈电。
IL＝-VTip/RDC …(35)通过改变第一和第二放大器的增益K1和K2，及第一电压/电流转换电路5b4的增益K3，可以随意的设定馈电电阻RDC。
再者，在VREF2大于V2的情况下可以通过与上面相同的步骤获得闭环电流IL。
直接反馈电流IDC1N的计算公式(36)如下IDC1N＝K3·(K2·VREF2+VOFF2)/R …(36)偏差抵消电流IDC2N的计算公式(37)如下IDC2N＝K3·{K2·(K4·VREF1)+VREF3}/R…(37)
在VREF2大于V2的情况下的闭环电流IL可由如下公式(38)计算IL＝{(IDC1-IDC2)/2}×(R/RF) …(38)把公式(36)和(37)代入(38)得到公式(39)，于是实现了恒定电流馈电IL＝K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2RF…(39)其次，将给出反向馈电的说明。
反向馈电是通过将正向馈电时流入平衡放大器4的直接反馈电流和偏差抵消电流的输入点互换而实现的，即直接反馈电流流入平衡放大器4的同相输入端(+)，而偏差抵消电流流入平衡放大器4的反相输入端(-)。
在本实施例中，是通过外部信号(未画出)将所有的开关7闭合到(R)端。即，平衡放大器4的同相输出电压V1R经过直接反馈电路5的输入级5a和偏差抵消电路6的输出级6b，作为直接反馈电流反馈到平衡放大器4的同相输入端(+)。同时，用来抵消第一偏移电压VOFF1的第一参考电压VREF1经过偏差抵消电路6的输入级6a和直接反馈电路5的输出级5b，作为偏差抵消电流流入平衡放大器4的反相输入端(-)。
由于直接反馈电路5的输出级5b和偏差抵消电路6的输出级6b具有相同的结构，与正向馈电时唯一的不同之处在于平衡放大器4的电流输入点互换了，而其余部分均完全相同。
首先，将获得在V2大于VREF2情况下的闭环电流IL。有关其工作过程，由于其几乎与正向馈电情况下一样，所以仅仅给出简要的说明。
平衡放大器4的正相输出端电压V1R将分别经过第一放大器5a1、电压比较电路5a2、第二低通滤波器6b1、第四放大器6b2、和第二加法器6b3处理。然后为将处理过的平衡放大器4的同相输出端电压V1R反馈回平衡放大器4的同相输入端(+)，将其在第二电压/电流转换电路6b4转换成正反馈电流。因此，正反馈电流IDC1R的计算公式(40)如下IDC1R＝K3·{K2·(K1·V1R+VOFF1)+VOFF2}/R…(40)接下来，第一参考电压VREF1将分别经过第三放大器6a、第一低通滤波器5b1、第二放大器6b2、和第一加法器5b3处理。然后为将处理过的参考电压VREF1反馈回平衡放大器4的反相输入端(-)，将其在第一电压/电流转换电路5b4转换成偏差抵消电流。因此，偏差抵消电流IDC2R的计算公式(41)如下IDC2R＝K3·{K2·(K4·VREF1)+VREF3}/R …(41)现在，将获得振铃端电压VRing情况下的闭环电流IL。如果以与正向馈电相同的方式考虑，则可得到计算公式(42)如下V1R＝VRing+IDC1R×(R/2)-IDC2R×(R/2) …(42)将公式(40)和(41)代入(42)并整理得到公式(43)V1R＝2·VRing/(2-K1·K2·K3) …(43)闭环电流以如下公式(44)计算IL＝(V1R-VRing)/RF …(44)把公式(43)代入(44)，可得公式(45)IL＝VRing·{2/(2-K1·K2·K3)-1}/RF …(45)给出公式(46){1-2/(2-K1·K2·K3)}/RF＝1/RDC
因此，可推出如下公式(47)，从中可以看出，即使在反向馈电的情况下也可以实现定阻抗馈电。
IL＝-VRing/RDC…(47)公式(47)与(35)进行比较，唯一的不同在于公式(47)中是电压Vtip，而公式(35)中是电压Vring。由于IDC1R总是大于IDC2R，所以闭环电流IL将从振铃端流向中继端。因此，就电压而言，正向馈电时的中继端电压等于反向馈电时的振铃端电压，正向馈电时的振铃端电压等于反向馈电时的中继端电压。因此，很明显，公式(47)和(35)是等价的。
现在，将获得在VREF2大于V2的情况下的闭环电流IL。如果以与正向馈电相同的方式考虑，则正反馈电流IDC1R的计算公式(48)如下IDC1R＝K3·(K2·VREF2+VREF3)/R …(48)而偏差抵消电流IDC2R计算公式(49)如下IDC2R＝K3·{K2·(K4·VREF1)+VOFF2}/R …(49)当VREF2大于V2时，闭环电流IL的计算公式(50)如下IL＝{(IDC1R-IDC2R)/2}×(R/RF) …(50)把公式(48)和(49)代入(50)并整理，得公式(51)，由其可看出即使在反向馈电的情况下也可以实现恒定电流馈电。
IL＝K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2RF …(51)接下来，将参照图6给出本实施例的一个详细的说明。
图6是图4所示的本发明的一个实施例的电路结构的具体说明图。
在上文中已经说明过的部分将被省略。
首先，对于第一放大器5a1，平衡放大器4的反相输出端连接到电阻8g的一端，8g的另一端连接到电阻8h的一端和开关7a1的一端。
开关7a1的另一端连接到放大器5a1的反相输入端和开关7a2的一端。
平衡放大器4的同相输出0连接到电阻8i的一端，8i的另一端连接到开关7a2的另一端和电阻8j的一端。
放大器5a1′的输出端与开关7a3的一端及开关7a4的一端连接。
开关7a3的另一端连接到电阻8h的另一端和开关7a5的一端，开关7a4的另一端连接到电阻8j的另一端和开关7a6的一端。
开关7a5和7a6的另一端连接在一起，并与电压比较电路5a2的第一同相输入端相连。
放大器5a1′的同相输入端输入偏移电压VOFF1，根据前面的实施例的介绍，偏移电压VOFF1应在放大器5a1的输出处加入，但在本实施例中，VOFF1′是在放大器5a1′的同相输入端输入的。尽管如此，下面的公式(52)依然成立。
VOFF1＝(1+K1)·VOFF1′ …(52)当第一放大器5a1以上面提及的方式构造时，其实际是一个增益为K1的倒相放大器。电阻8g、8h、8i、8j的关系如下所示8g∶8h＝8i∶8j＝K1。
因此，在正向馈电时，开关7a1、7a3、7a5闭合，确定平衡放大器4的反相输出电压V1N作为第一放大器5a1的输入，其输出以如下公式(53)计算的输出电压加到电压比较电路5a2的第一同相输入端一。
V2＝-K1·V1N+VOFF1 …(53)然而，在反相馈电时，开关7a2、7a4、7a6闭合，确定平衡放大器4的反相输出电压V1R作为第一放大器5a1的输入，其输出以如下公式(54)计算的输出电压加到电压比较电路5a2的第一同相输入端。
V2＝-K1·V1R+VOFF1 …(54)公式(53)和(54)中K1前面的负号表明V1N被反相。
在放大器5a1，由-48系统操作的平衡放大器4的输出电压将被水平转换到+5伏系统。因此，第一放大器5a1可以起到衰减器的作用。例如，可以设定K1为1/6或类似值，于是通过放大器的水平转换，图6中虚线所包围的那部分电路就可以与+5伏系统工作了。
因此，通过用CMOS建造电路，可以很大程度地减小电路规模。
下面，关于增益为K4倍的第三放大器6a，在本实施例中其作为电压输出器，取K4＝1。
同样的，增益为K2倍的第二放大器5b2和第四放大器6b2被设计为电压跟随器电路。
关于第一加法器5b3和第二加法器6b3，电压/电流转换电路5b4的输入端起到第一加法器5b3的作用，电压/电流转换电路5b4的输入端起到第二加法器6b3的作用。
更具体的说，本发明的用户电路采用下面的结构，但由于直接反馈电路5的输出级5b和偏差抵消电路6的输出级6b具有相同的结构，因此同时给出这两个电路的说明。括号代表了偏差抵消电路中的对应部分。
第二(四)放大器的输出端连接到电阻8k(8m)的一端，8k(8m)的另一端与第一(第二)电压/电流转换电路5b4(6b4)的反相输入端、电阻8l(8n)的一端和三极管Q1(Q2)的发射极相连。电阻8l(8n)的另一端与第二偏移电压VOFF2(第三参考电压VREF3)相连。
电压/电流转换电路5b4(6b4)同相输入端接地。
电压/电流转换电路5b4(6b4)的输出端连接到三极管Q1(Q2)的基极，其集电极连接到平衡放大器4的反相输入端(-)(同相输入端(+))。
第二放大器5b2的输出电压由电阻8k转换成电流，偏移电压VOFF2由电阻8l转换成电流，以便在第一电压/电流转换电路5b4的反相输入端加在一起成为IDC1N或IDC2R，并流入平衡放大器4的反相输入端。
同样的，第四放大器6b2的输出电压由电阻8m转换成电流，参考电压VREF3由电阻8n转换成电流，以便在第二电压/电流转换电路6b4的反相输入端加在一起成为IDC2N或IDC1R，并流入平衡放大器4的同相输入端。
这时，通过设定电阻8k和8m的值为R/K3，可以求出增益K3。(R是平衡放大器4的反馈电阻8b和8d的值)接下来，将给具体参数值来说明工作过程。例如已知条件为K1＝1/6，K2＝K4＝1，K3＝4，VOFF1＝0.9V，VREF1＝0.9V，VREF2＝1.9v，VOFF2＝VREF3，8l的电阻值等于8n的电阻值，RF＝50Ω。
首先，将考虑正相馈电时定阻抗馈电情况下的闭环电流IL(即当V2大于VREF2时)。实际上，除非电源电压和闭环电阻的大小足够大时，将得不到中继端电压。然而，如果Vtip＝-4V，根据公式(33)可得闭环电流IL的计算公式(55)如下IL＝VTip·{2/(2-K1·K2·K3)-1}/RF＝(-4)·[2/{2-(-1/6)·1·4}-1]/50＝20mA …(55)其中K1代入值前面的负号表示反相。直接反馈电流阻抗RDC根据公式(34)由以下公式(56)给出，由计算可知为200ohm的馈电。
RDC＝RF/{1-2/(2-K1·K2·K3)}＝50/[1-2/{2-(-1/6)·1·4}
＝200Ω …(56)现在，将对图6中虚线所围部分电路中可采用CMOS建造的那部分电路进行说明。
当取Vtip＝-4V时，平衡放大器4的反相电压V1N由公式(31)可得V1N＝-3V。
因此，根据公式(54)解得第一放大器5a1的输出电压V2计算公式(57)如下V2＝-(1/6)×(-3)+0.9＝1.4V …(57)进一步，根据公式(52)解得第一放大器5a1的正相输入端电压VOFF1′的计算公式(58)如下VOFF1′＝VOFF1/(1+K1)＝0.9/(7/6)＝0.77V …(58)因此，可以很清楚的看出通过将平衡放大器4的输出电压放大K1倍(本情况中K1＝1/6)，可以使第一放大器的输入电压值V2在0V到5V的范围内。
进而，由于V2和VREF1的电压值均在0V到5V的范围内，而且第三放大器6a用作一个增益为1的跟随器，则电压比较电路5a2、第三放大器6a、和所有的开关7均可以与+5伏系统一起工作。
因此，图6中虚线所围的第一放大器5a1、电压比较电路5a2、第三放大器6a、和所有的开关7均可以用CMOS建造，因为其均可以在+5伏系统中工作。
其次，考虑正向馈电时在恒定电流的情况下的闭环电流IL(即V2小于VREF2时)。根据公式(39)可得此情况下IL的计算公式(59)如下
IL＝K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2RF＝1×4×(1.9-1×0.9)/(2×50)＝40mA …(59)同样的，将以相同的方式考虑反向馈电时闭环电流IL。
当假设VRing＝-4V时，根据公式(45)得到定阻抗反向馈电时(即V2大于VREF2时)闭环电流的计算公式(60)如下IL＝VRing·{2/(2-K1·K2·K3)-1}/RF＝(-4)·[2/{2-(-1/6)·1·4}-1]/50＝20mA …(60)由于反向馈电时的馈电阻抗RDC与正向馈电时相同，所以将省略说明。
进而，考虑恒定电流反向馈电时的闭环电流IL(即V2大于VREF2时)。根据公式(5 1)可得此情况下IL的计算公式(61)如下IL＝K2·K3·(VREF2-K4·VREF1)/2RF＝1×4×(1.9-1×0.9)/(2×50)＝50mA …(61)注意到以上说明，可以很清楚的看出应用本发明，无论在正向馈电还是反向馈电时均可以实现定阻抗馈电和恒定电流馈电。
接下来，将参照图7给出本发明第二种实施例的详细说明。在这种情况下，为避免重复，只对和第一种实施例不同之处进行说明。
参照图7，其中第一和第二电压/电流转换电路5b4和6b4采用电流吸入型电压/电流转换电路。与常规型例子相反，由于平衡放大器4的特性，当其反相输入端(-)流出的电流小于同相输入端(+)流出的电流时，闭环电流IL的流向为从中继端流向振铃端；而当其反相输入端(-)流出的电流大于同相输入端(+)流出的电流时，闭环电流IL的流向为从振铃端流向中继端。对于本实施例，无论是正向馈电还是反向馈电，直接反馈电流IDC1总是大于偏差抵消电流IDC2。所以，在采用电流吸入型电压/电流转换电路的情况下，便可能设计一个系统，其中的电压/电流转换电路的输出以与第一种实施例顺序相反的顺序连接到平衡放大器4。
在定阻抗馈电和恒定电流馈电的情况下的闭环电流IL的情况这里将不作介绍，因为其与第一种实施例的情况一样。
因此，正如所介绍的，本发明取得了如下的效果和优点。
本发明的第一个效果是使得整个装置更加小型化和电子化成为可能，因为不再需要采用额外的极性切换中继开关来切换闭环电流的极性。
第一个效果的原因在于根据本发明，用户电路将通话电流极性切换电路安装在内部。
本发明的第二个效果是根据本发明，用户电路可以将通话电流极性切换电路安装在内部来切换闭环电流的极性，而其尺寸与常规的包括额外极性切换中继开关的用户电路几乎一样。
第二个效果的一个原因在于其使得为了反向馈电而不采用额外的电路来切换闭环电流的极性成为可能，因为其使直接反馈电路输出级电路和偏差抵消电路输出级电路具有相同的电路结构，从而导致正向馈电时作为直接反馈电路的输出级的电路成为反相馈电时的偏差抵消电路的输出级；另一方面，正向馈电时作为偏差抵消电路的输出级的电路成为反相馈电时的直接反馈电路的输出级。第二个效果的另一个原因在于其使得不再需要使用减法器，因为直接反馈电路输出级电路和偏差抵消电路输出级电路具有相同的电路结构使得减法器电路能够在一个地方进行偏差抵消而常规需要在两个地方进行。第二个效果的再一个原因在于所有的电路均可利用+5伏系统操作而能用CMOS建造，这使得进一步减小电路的规模成为可能。
尽管使用了特定术语来介绍说明本发明优选的实施例，但其仅仅是出于说明的目的。因此，可以理解在不背离以下权利要求的精神或范围的情况下可有各种变化。
权利要求
1.一种用户电路其特征在于包括一输入/输出差动的有第一和第二输入端和第一和第二输出端，第一转换开关和一个闭环电阻的平衡放大器。闭环电阻连接在第一输入端和第二输入端之间。转换开关的第一输入端与一个输出端相连，其另一端与输出端相连；一直接反馈电路的输入级，第一转换开关的固定端与直接反馈电路的输入相连，第二转换开关的固定端与直接反馈电路的输出相连；一偏差抵消电路的输入级，第一参考电压与偏差抵消电路的输入相连，第三转换开关的固定端与偏差抵消电路的一个输出相连；一直接反馈电路的输出级，直接反馈电路的一个输入与第二转换开关的一端和第三转换开关的一端互连，直接反馈电路的一个输出连接到平衡放大器的第三输入端；一偏差抵消电路的输出级，偏差抵消电路的一个输入与第二转换开关的另一端和第三转换开关的另一端互连，偏差抵消电路的输出连接到平衡放大器的第四输入端；
2.根据权利要求1的用户电路，其直接反馈电路输入级的特征在于包括一将输入电压放大为常数倍的第一放大器；一用于叠加第一偏移电压到放大器输出的装置；一电压比较电路，其将第一放大器输出电压与第一偏移电压之和电压同第二参考电压比较，结果是低阻抗输出与两个电压中较高的一个电压值相同的电压；
3.根据权利要求1的用户电路，其偏差抵消电路输入级的特征在于包括将第一参考电压放大常数倍输出的第三放大器；
4.一个根据权利要求1的用户电路，其直接反馈电路输出级的特征在于包括第一低通滤波器；将第一低通滤波器的输出电压放大常数倍输出的第二放大器；将第二放大器的输出电压与第二偏移电压求和的第一加法器；用于将第一加法器的输出电压转换成电流的电压/电流转换电路；
5.根据权利要求1的用户电路，其偏差抵消电路输出级的特征在于包括第二低通滤波器；将第二低通滤波器的输出电压放大常数倍输出的第四放大器；将第四放大器的输出电压与第三参考电压求和的第二加法器；用于将第二加法器的输出电压转换成电流的第二电压/电流转换电路；
6.一用户电路，其特征在于包括一输入/输出差动平衡放大器，一个连接在第一输入端和第二输入端之间的平衡放大器闭环电阻，平衡放大器的第一输出端和第二输出端通过第一转换开关与直接反馈电路的输出级相连；一偏差抵消电路的输入级；一直接反馈电路的输出级；和一偏差抵消电路的输出级；直接反馈电路输出级电路和偏差抵消电路输出级电路具有相同的电路结构，利用开关切换输入到这些电路的信号使得正向馈电时作为直接反馈电路的输出级的电路成为反相馈电时的偏差抵消电路的输出级，由此实现通话电流极性切换。
全文摘要
根据本发明的用户电路将通话电流极性切换电路安装在内部,而且,其具有有着相同的电路结构的直接反馈电路输出级电路和偏差抵消电路输出级电路。通过切换来自这些电路的输入电压,将反馈到平衡放大器输入的信号切换,由此可以将闭环电流的极性反向。另外,根据本发明,其可以不采用额外的电路来切换闭环电路的极性,并且其开关不需要经受压力的电路部分可以用CMOS建造,使其具有减小电路规模的优点。
文档编号H04M1/738GK1174469SQ9711676
公开日1998年2月25日 申请日期1997年8月15日 优先权日1996年8月15日
发明者冈本隆一 申请人:日本电气株式会社