专利名称：电视接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有接收数字电视(DTV)信号能力的无线电接收机，而无论这些信号是采用正交幅度调制(QAM)的主载波来发送的，还是采用残留边带(VSB)幅度调制的主载波来发送的。
由高级电视制式委员会(ATSC)于1995年9月16日颁布的数字电视标准，规定了在当前使用的如美国国家电视制式委员会(NTSC)模拟电视信号的无线广播的6MHz带宽电视频道中采用残留边带(VSB)信号来发送数字电视(DTV)信号。这些VSB DTV信号的频谱可能与共道干扰NTSC模拟电视信号的频谱相交织。为此，将此DTV信号的主要幅度调制边带频率和导频载波的位置处于落入NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行速率的偶倍数之间的NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行速率的奇倍数上，而大部分共道干扰NTSC模拟电视信号的亮度和色度分量的能量集中在所述偶倍数的位置上。NTSC模拟电视信号的视频载波从所述电视频道的下限频率起偏置1.25MHz。DTV信号的载波从视频载波频率起偏置NTSC模拟电视信号的水平扫描行速率乘以59.75，以便将该DTV信号载波放置到距所述电视频道的下限频率约309、877.6kHz的位置上。所以，该DTV信号的载波在距所述电视频道中频约2,690122.4Hz的位置上。该数字电视标准的确切符号率是从NTSC模拟电视信号中视频载波起偏置的4.5MHz音频载波的(684/286)倍。在NTSC模拟电视信号中每个水平扫描行的符号数为684,286是为了获得从NTSC模拟电视信号中视频载波起偏置的4.5MHz音频载波而与NTSC模拟电视信号中水平扫描行速率相乘的因子。符号率为每秒10.762238×106个符号，这这些符号能够被包括在从DTV信号载波起扩展5.381119MHz的VSB信号内。即，VSB信号能够被限制在从电视频道的下限频率起扩展5.690997MHz的频带内。
美国的数字HDTV信号地面广播的ATSC标准能够发送16∶9长宽比的两种高清晰度电视(HDTV)格式之一的信号。一种HDTV格式中每个扫描行采用1920个样本，并且每30Hz帧采用2∶1场隔行扫描的1080个有效水平扫描行。另一种HDTV格式中每个扫描行使用1280个亮度样本，并且每60Hz帧采用电视图像的720个逐行扫描的扫描行。ATSC标准还建议了除HDTV格式以外的DTV格式的发送方案，如对比于一路NTSC模拟电视信号并行发送四路具有普通清晰度的电视信号。
在美国的地面广播的以残留边带(VSB)幅度调制(AM)发送的DTV，包括一序列各包含313个时间连续数据段的时间连续数据场。在每个数据段中有832个符号。所以，若符号率为10.76MHz，则每个数据段的持续时间为77.3微秒。各段数据以四个具有连续值+S,-S,-S,+S的符号组成的一行同步码组开始。值+S是最大正数据振幅之下的一级电平值，值-S是最大负数据振幅上的一级电平值。各数据场的初始行包括一个场同步码组，其中编码用于频道均衡和多径抑制过程的训练信号。训练信号是511个样本的伪随机噪声序列(或“PN序列”)，它跟有三个63个样本的PN序列。按照各个奇数数据场的第一行中的第一逻辑协议(logic convention)、以及按照各个偶数数据场的第一行中的第二逻辑协议，来发送中间的63个样本的PN序列，第一和第二逻辑协议是互补的协议。
各个数据场的后续行包含Reed-Solomon前向纠错编码的数据。在无线广播中，接着采用十二个交织的格栅码(trellis code)格栅编码已纠错编码的数据，每个2/3比率的格栅码中有一个未编码位。格栅编码结果被分析(parse)成按八级电平一维星图符号编码无线发送的三位位组，这种发送没有经过从格栅编码过程中分离出的符号预编码处理。格栅编码不用于有线广播。纠错编码的数据被分析成作为十六级电平一维星图符号编码来发送的四位位组，这种发送也不经过预编码。
VSB信号抑制了它们的固有载波，这些载波的幅度随着调制百分比而变化。固有载波由固定幅度的导频载波来代替，该幅度对应于规定的调制百分比。固定幅度的导频载波通过将一直流分量位移引入到调制电压中来产生，该调制电压施加到产生幅度调制边带的平衡调制器，幅度调制边带被输出到提供VSB信号作为其响应信号的滤波器。如果在载波调制信号中的4位符号编码的八级电平具有正规化值-7,-5,-3,-1,+1,+3,+5，和+7，则导频载波具有正规化值1.25。+S的正规化值是+5,-S的正规化值是-5。
在美国的无线广播中将采用8级电平符号编码的VSB信号，并且在用于无线窄带广播系统或有线广播系统中的ATSC标准提供了采用16级电平符号编码的VSB信号。然而，在这样的系统中一般要采用载波抑制的正交幅度调制(QAM)信号，而不是VSB信号。这对于电视接收机的设计者设计具有下述功能的接收机提出了挑战，所述电视接收机能够接收不同类型发送信号并根据当前接收的发送信号类型自动选择合适的接收装置。在1996年4月9日颁发的C.B.Patel等发明人的美国专利号5,506,636、题目“具有用于选择QAM/VSB模式的虚样本存在检测器的HDTV信号接收机”的专利文件中，公开了这种具有QAM和VSB信号共用的中频(IF)放大器的接收装置的设计方案，在此引用供参考。这种类型的QAM/VSB DTV接收机还可参见下列文献C.B.Patel等发明人的于1994年6月28日申请的美国专利申请号08/266,753、题目“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机”的专利申请文件，在1998年2月3日颁发的美国专利号5,715,012、题目“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机”的专利文件，在1996年12月26日申请的美国专利申请号08/773,949、题目“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机”的专利申请文件。美国专利号5,506,636和5,715,012以及美国专利申请号08/266,753的文件中，假定VSB DTV信号的载波频率是比最低频道频率高625kHz的频率，这种频率早期是由高级电视制式委员会的分会提出的。按照1995年9月16日出版的《数字电视标准》附录A中的规定，这种规范假定VSB DTV信号的载波频率额定值是比最低频道频率高310kHz的频率。
在1997年3月24日申请的美国专利申请号08/826,790、题目“DTV接收机及其在IF电路中具有用于抑制NTSC共道干扰信号的FM音频载波的滤波器”的申请文件中，发明人提出了在用于VSB DTV信号的中频放大器中、采用针对NTSC音频的陷波滤波器、更好地抑制NTSC模拟电视信号的共道干扰的可行性方案。NTSC音频的陷波滤波器也能够用于QAM DTV信号的中频放大器中，但常常认为是不必要的。对于在陷波滤波器所抑制的频率附近的通带来说，很难提供一种对所述通带没有相位失真的NTSC音频的陷波滤波器，所以，在QAM信号的IF放大器中应避免使用这种陷波滤波器。
还可能在VSB信号的IF放大器中通过陷波滤波NTSC视频载波和色度副载波来降低这些频率的共道干扰，而没有将不可接受的差错引入VSB符号编码中。如果这种陷波滤波处理是可行的，则希望在QAM信号的IF放大器中避免采用这种陷波滤波处理。
在具有用于QAM DTV信号的IF放大器和单独用于VSB DTV信号的IF放大器的接收装置中，最好是以数字方式而不是以模拟方式连续同步到基带上。即，VSB DTV信号的最终IF放大器的响应仍最好以数字方式同步到基帝上，如C.B.Patel等发明人在1995年12月26日颁发的美国专利号5,479,449、题目“HDTV接收机中包含的具有带通相位跟踪器的数字VSB检测器”的专利文件中所述；并且QAM DTV信号的最终IF放大器的响应仍最好以数字方式同步到基带上，如美国专利号5,715,012的专利文献中所述。
这些同步过程仍最好采用最终中频来执行，其中将QAM和VSB信号的载波放置在数字化这些频率期间使用的取样率的分数倍(submultiple)的位置上，取样率最好是符号率的谐函数(harmonic)。这便于在数字存储器中保存最终中频的数字表示，以在数字同步过程中使用。
本发明的目的是提供一种无线电接收机，用于接收所选择的数字电视信号，而无论它是正交幅度调制(QAM)数字电视信号还是残留边带(VSB)数字电视信号。在本发明的无线电接收机中第一中频放大器链路，用于对所选择的数字电视信号提供第一最终中频响应；第一模数转换器，用于数字化第一最终中频向应以产生数字化的第一最终中频响应；QAM同步电路，用于通过使数字化的第一最终中频响应同步到基带来产生交织的QAM符号码的实部和虚部样本流，条件是该数字化的第一最终中频响应信号是QAM信号；第二中频放大器链路，用于对所选择的数字电视信号提供第二最终中频响应；第二模数转换器，用于数字化第二最终中频响应以产生数字化的第二最终中频响应；VSB同步电路，用于通过使数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生交织的VSB符号码的实部样本流，条件是该数字化的第二最终中频响应信号是VSB信号。
在本发明的特定实施例中，第二中频放大器链路的结构使得第二最终中频响应比第一最终中频响应更具选择性，以便在存在附带的共道模拟电视信号时，基本排除对此共道模拟电视信号大部分音频载波的响应。
图1、2、3和4中的每幅图是本发明的DTV接收机的无线电接收部结构的方框示意图。
图5是在图1、2、3和4的各图中以数字方式使QAM DTV信号同步到基带所使用电路的更详细的方框示意图。
图6是在图1、2、3和4的各图中以数字方式使VSB DTV信号同步到基带所使用电路的更详细的方框示意图。
图7是下列电路的详细方框示意图，这些电路是取样时钟产生器、提供有分别将最终IF信号频率上的数字QAM信号和数字VSB信号同步到基带所使用的复数载波数字表示的查找表只读存储器(ROM)、这些ROM的地址产生器，其中，在如1、2、3和4所示类型的特定DTV信号无线电接收机中均包括这些电路。
图8是图1、2、3和4所示的DTV接收机无线电接收部的其余部分的方框示意图。
图9是图1和3所示的无线电接收部中使用的第三本地振荡器(以下简称本振)频率的设计表，它提供将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差(heterodyne)下变频到QAM信号的各种最终中频带所使用的振荡频率。
图10是图1和3所示的无线电接收部中使用的第三本振频率的设计表，它提供将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差下变频到VSB信号的各种最终中频带所使用的振荡频率，其中假定残留边带的频率位于倒数第二IF频带和最终IF频带两者的整个边带之上。
图11是图1和3所示的无线电接收部中使用的第三本振频率的设计表，它提供将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差下变频到VSB信号的各种最终中频带所使用的振荡频率，其中假定残留边带的频率位于倒数第二IF频带和最终IF频带两者的整个边带之下。
本发明的详细说明图1示出本发明的DTV接收机的无线电接收部的结构，该接收机能够接收QAM或VSB数字电视信号。天线1代表超高频(UHF)频带或可能的甚高频(VHF)频带的TV信号的来源，TV信号输入到射频(RF)放大器2。RF放大器2设有跟踪预选滤波器，它选择某个电视广播频带中选择接收的电视信号所处的那部分。对于经AGC延迟电路3输入到RF放大器2的AGC信号来说，RF放大器2有逆AGC延迟响应的作用。RF放大器2将选择接收的电视信号的放大响应信号输出到并行的第一和第二中频放大器链路。
第一中频放大器链路包括相连接的第一混频器11、高中频带(UHF)缓冲放大器12、设计用于QAM DTV信号接收的表面声波(SAW)滤波器13、第二混频器14、低中频带(VHF)缓冲放大器15、设计用于至少在6MHz带宽上为平坦响应的表面声波(SAW)滤波器16、自动增益控制的低中频带(VHF)放大器17、以及提供最终中频信号的第三混频器18。所设计的表面声波滤波器13具有至少6MHz带宽的通带，该通带相对中心频率对称。第三混频器18输出的最终IF信号由模数转换器19数字化后输出到数字同步电路4，后者同步地检测同相(I)QAM载波调制信号和同步地检测正交(Q)QAM载波调制信号。
第二中频放大器链路包括相连接的第一混频器21、高中频带(UHF)缓冲放大器22、设计用于VSB DTV信号接收的表面声波(SAW)滤波器23、第二混频器24、低中频带(VHF)缓冲放大器25、设计用于至少在6MHz带宽上为平坦响应的表面声波(SAW)滤波器26、自动增益控制的低中频带(VHF)放大器27、以及提供最终中频信号的第三混频器28。所设计的表面声波滤波器23具有对至少一部分副频谱(subspectrum)成陷波状态，所述部分副频谱与任何共道干扰NTSC模拟电视信号的频率调制音频载波有关，但能够对VSB DTV载波调制信号呈现平坦向应。第三混频器28输出的最终IF信号由模数转换器29数字化后输出到数字同步电路5，后者同步地检测同相(I)VSB载波调制信号和同步地检测正交(Q)VSB载波调制信号。
具有自动微调(AFT)功能的第一本振10向第一混频器11和21输出一个超外差(super-heterodyning)信号，这两个混频器最好是双平衡线性相乘的类型。在当前的电视技术领域中，第一本振10常作为一个频率合成器，用于按与分量控制振荡器频率的选定比来产生超外差频率信号，该受控振荡器的频率由AFT信号控制。这种优选方案导致了超外差信号频率对AFT信号的灵敏度对所有接收的TV频道大致相同。第一混频器11和21乘法混频所选的射频信号和超外差信号，产生高中频带(UHF)的中频信号。第一混频器11和21各自包括相应的滤波器，来抑制其输出信号中IF信号的镜象信号。RF放大器2输出的6MHz宽的所选射频信号，被第一混频器11和21上变频，使其超高频额定中心频率在包含电视广播指定频道的那部分UHF频带之上，这将该镜象频率完全置于1GHz以上，所以在第一混频器11和21输出端通过带通耦合网络容易抑制这些镜象频率。例如，UHF IF信号的中心频率可以为920MHz。在该频率范围内砷化镓SAW滤波器13和23可令人满意地工作。
优选为晶体控制类型的本振20，向第二混频器14和24输出一个稳定的固定频率的超外差信号，这两个混频器最好是双平衡线性相乘的类型。第二混频器14和24将SAW滤波器13和23的响应信号下变频到低中频带(VHF)，在当前的模拟电视技术领域中常见的其典型中心频率为约44MHz。在该频率范围内铌酸锂SAW滤波器15和25可令人满意地工作。
第一混频器11输出的UHF IF信号经缓冲放大器12输入到SAW滤波器13，后者具有大致线性相位、至少6MHz的-1dB至-1dB带宽的平坦幅度响应。缓冲放大器12提供固定增益来补偿SAW滤波器13的10-12dB的插入损耗，并按为避免无谓反射而选择的固定源阻抗来驱动SAW滤波器13。SAW滤波器13的响应信号和第二本振20输出的UHF本振信号，分别作为第一和第二输入信号，输入到第二混频器14，来下变频SAW滤波器13的响应信号以产生第一VHF中频信号。SAW滤波器16在超过6MHz的带宽上具有大致线性相位响应，所以前面的SAW滤波器13确定了第一IF放大器链路的频道特性。缓冲放大器15提供固定增益来补偿SAW滤波器16的10-12dB的插入损耗，并按为避免无谓反射而选择的固定源阻抗来驱动SAW滤波器16。SAW滤波器16对第一VHF中频信号的响应信号输入到自动增益控制的低中频带(VHF)放大器17。AGC IF放大器17的响应信号和压控第三本振30A输出的VHF本振信号，分别作为第一和第二输入信号输入到第三混频器18。第三混频器18用于下变频AGC IF放大器17放大的第一VHF中频信号，以产生从基带偏置几兆赫兹的第一最终中频信号。
所设计的数字同步电路4用于响应于在此第一最终中频信号中的QAMDTV信号，来恢复表示QAM符号的各个同相(I)和正交(Q)基带信号。为了保证操作速度在只读存储器(ROM)中优选采用的数字乘法器31将这些I和Q基带信号相乘。乘积信号包含表示低频差拍项和两倍符号率的项的样本，在数模转换器32中它被转换成模拟形式。ADC32中的两倍符号率项输入到自动频率和相位控制检测器33,AFPC检测器33的响应信号调整压控第三本振30A的频率和相位，将ADC32响应信号中的低频差拍项减小为零频率。压控第三本振30A的反馈控制属于Costas环的类型。通过低通滤波器34来从ADC32响应信号中分离ADC32响应信号的零频率直流分量，以产生自动增益控制(AGC)电压，该电压输入到低IF频带放大器17和在接收QAM DTV信号期间用于RF放大器2的增益控制的AGC延迟电路3。为了更好地保持低IF频带放大器17响应中数字调制的线性度，在该放大器中采用了逆AGC处理。
第一混频器21输出的UHF IF信号经缓冲放大器22输入到SAW滤波器23，后者具有大致线性相位、至少5.7MHz的-1dB至-1dB带宽的平坦幅度响应。在SAW滤波器23中对任何共道干扰NTSC模拟电视信号的FM音频载波的大部分能量所处的副频谱有深陷波响应。缓冲放大器22提供固定增益来补偿SAW滤波器23的10-12dB的插入损耗，并按为避免无谓反射而选择的固定源阻抗来驱动SAW滤波器23。SAW滤波器23的响应信号和第二本振20输出的UHF本振信号，分别作为第一和第二输入信号，输入到第二混频器24，来下变频SAW滤波器23的响应信号以产生第二VHF中频信号。SAW滤波器26在超过6MHz的帝宽上具有大致线性相位响应，所以前面的SAW滤波器23确定了第二IF放大器链路的频道特性。缓冲放大器25提供固定增益来补偿SAW滤波器26的10-12dB的插入损耗，并按为避免无谓反射而选择的固定源阻抗来驱动SAW滤波器26。SAW滤波器26对第二VHF中频信号的响应信号输入到自动增益控制的低中频带(VHF)放大器27。AGC IF放大器27的响应信号和压控第三本振30B输出的VHF本振信号，分别作为第一和第二输入信号输入到第三混频器28。第三混频器28用于下变频AGC IF放大器27放大的第二VHF中频信号，以产生从基带偏置几兆赫兹的第二最终中频信号。
所设计的数字同步电路5用于响应于在此第二最终中频信号中的VSBDTV信号，来恢复各个同相(I)和正交(Q)基带信号，至少同相基带信号是VSBAM符号的表示。同步电路5输出的正交基带信号被数模转换器35转换成模拟形式，低通滤波器36从ADC35响应信号中提取低频差拍项，并将其输入到压控第三本振30A，作为该本振的自动频率和相位控制(AFPC)信号。同步电路5输出的同相基带信号被数模转换器37转换成模拟形式，低通滤波器38从ADC35响应信号中提取直流项，并将其作为自动增益控制(AGC)电压输入到低IF频带放大器27，并输入在接收VSB DTV信号期间用于RF放大器2的增益控制的AGC延迟电路3。为了更好地保持低IF频带放大器27响应中数字调制的线性度，在该放大器中采用了逆AGC处理。在ATSC信号导频载波的同步检测中，由用作VSB导频载波存在检测器的阈值检测器39来检测ADC35响应信号中是否存在直流项。
VSB导频载波存在检测器39指示是否存在ATSC信号导频载波，它用作同步结果选择器6的控制信号。若VSB导频载波存在检测器39指示没有ATSC信号导频载波，则同步结果选择器6选择数字同步电路4输出的同相基带信号，并将其输入到幅度和群时延均衡器7，作为实部样本流，并选择数字同步电路4输出的正交基帝信号来输入到均衡器7，作为虚部样本流。这两个选择过程是同步进行的，而不是以交错相位的方式来进行的。假定样本速率是每秒21.52×106个样本，则均衡器7及其数字滤波电路能够作为小数均衡器(fractional equalizer)，以四倍于QAM符号波特率的每秒21.52×106个样本的时钟来工作。优选设计方案对均衡器7从数字同步电路4接收的QAM实部和虚部样本流采用降速滤波处理。从充分利用同样用于均衡解调VSB AM符号实部样本流的硬件的角度考虑，在QAM接收期间，应在交错样本的基础上时分复用解调QAM符号的实部和虚部样本流，然后根据两者的相位来进行其余的数字均衡滤波，以提供复数均衡处理。在均衡器7输入端对解调QAM符号的降速滤波处理能够使均衡器作为解调QAM符号的同步均衡器、或作为解调QAM符号的小数均衡器。如果均衡器7作为解调QAM符号的小数均衡器，则它在其对QAM信号格栅解码器91(图8中所示)的输出端采用降速滤波器。
在图1中，若VSB导频载波存在检测器39指示存在ATSC信号导频载波，则同步结果选择器6选择数字同步电路5输出的同相基带信号，并将其输入到幅度和群时延均衡器7，作为实部样本流，并选择代数零值流来输入到均衡器7，作为虚部样本流。假定各流中的样本速率是每秒21.52×106个样本，则能够调节均衡器7及其数字滤波电路在VSB接收期间作为小数均衡器，以两倍于VSBAM符号波特率的每秒21.52×106个样本的时钟速率来工作。另外，均衡器7能够在其输入端设置降速滤波器。还假定各流中的样本速率是每秒21.52×106个样本，降速滤波器能够再取样到使均衡器7成为同步均衡器的每秒10.76×106个样本的VSB AM波特率，或者再取样到使均衡器7成为抽头更少的小数均衡器的更低速率，如4/3波特率等。如果均衡器7用作解调VSB AM的小数均衡器，则它将在其对VSB AM信号格栅解码器92(图8中所示)的输出端采用降速滤波器。
图2示出本发明的DTV接收机的无线电接收部的结构，其中该接收机能够接收QAM或VSB数字电视信号。与图1相比，此处无线电接收部的不同之处在于以下几个方面。第三混频器18和28均从第三本振30接收各自的外差载波信号，而没有分别从第三本振30A和30B接收。第三本振30输出稳定的固定频率的外差信号，该本振最好是晶体控制的类型。也没有第二本振20。AFPC检测器33输出的AFPC信号输入给压控第二本振20A，VCO20A将它的振荡信号输出给第二混频器14，作为用于同SAW滤波器13响应信号外差的第二输入信号，SAW滤波器13响应信号是第二混频器14的第一输入信号。低通滤波器44输出的AFPC信号输入到压控第二本振20B,VCO20B将它的振荡信号输出给第二混频器24，作为用于同SAW滤波器23响应信号外差的第二输入信号，SAW滤波器23响应信号是第二混频器24的第一输入信号。优选使用单个的第二本振20，而不是单个的第三本振30。因为它们的振荡频率较低，所以在分别的第三本振30A和30B之间比在分别的第二本振20A和20B之间相互作用的可能性更小。
图3和图4分别示出了图1和图2所示的无线电接收部的变型。在这些变型中，分别的第一混频器11和21被单个第一混频器9所替代，它输出高中频带的中频信号，作为同时输入到高IF频带缓冲放大器12和高IF频带缓冲放大器22的输入信号。缓冲放大器12和22排除在SAW滤波器13和32之间由作为公共源的单个第一混频器9直接驱动而引起的任何相互作用。
图5更详细地示出了用于将QAM DTV信号同步到基带的数字电路4。QAM同步电路4包括用于产生实部QAM输出信号的QAM同相同步检测器40，用于产生虚部QAM输出信号的QAM正交同步检测器45。QAM同步电路4本质上是复数数字乘法器，它将实/复样本转换器48对ADC19输出的数字样本的响应信号乘以从只读存储器49读出的QAM载波的复数数字样本。QAM同步电路4包括数字加法器46、数字减法器47和第一、第二、第三和第四数字乘法器41-44。QAM同相同步检测器40包括乘法器41、乘法器42和加法器46。加法器46将乘法器41和42的乘积输出信号相加以产生QAM同步电路4的实部输出信号。第一数字乘法器41将实/复样本转换器48提供的最终IF信号的实部数字样本与从ROM49中查找表491读出的表示QAM载波余弦分量的数字样本相乘，第二数字乘法器42将实/复样本转换器48提供的最终IF信号的虚部数字样本与从ROM49中查找表492读出的表示QAM载波正弦分量的数字样本相乘。QAM正交同步检测器45包括乘法器43、乘法器44和减法器47。减法器47将乘法器43和44的乘积输出信号相减以产生QAM同步电路4的虚部输出信号。第三数字乘法器43将实/复样本转换器48提供的最终IF信号的实部数字样本与从ROM49中查找表492读出的表示QAM载波正弦分量的数字样本相乘，第四数字乘法器44将实/复样本转换器48提供的最终IF信号的虚部数字样本与从ROM49中查找表491读出的表示QAM载波余弦分量的数字样本相乘。
图6更详细地示出了用于将VSB DTV信号同步到基带的数字电路5。VSB同步电路5包括用于产生实部VSB输出信号的VSB同相同步检测器50，用于产生虚部VSB输出信号的VSB正交同步检测器55。VSB同步电路5本质上是复数数字乘法器，它将实/复样本转换器58对ADC29输出的数字样本的响应信号乘以从只读存储器59读出的QAM载波的复数数字样本。VSB同步电路5包括数字加法器56、数字减法器57和第一、第二、第三和第四数字乘法器51-54。VSB同相同步检测器50包括乘法器51、乘法器52和加法器56。加法器56将乘法器51和52的乘积输出信号相加以产生VSB同步电路5的实部输出信号。第一数字乘法器51将实/复样本转换器58提供的最终IF信号的实部数字样本与从ROM59中查找表591读出的表示VSB载波余弦分量的数字样本相乘，第二数字乘法器52将实/复样本转换器58提供的最终IF信号的虚部数字样本与从ROM59中查找表592读出的表示VSB载波正弦分量的数字样本相乘。VSB正交同步检测器55包括乘法器53、乘法器54和减法器57。减法器57将乘法器53和54的乘积输出信号相减以产生VSB同步电路5的虚部输出信号。第三数字乘法器53将实/复样本转换器58提供的最终IF信号的实部数字样本与从ROM59中查找表592读出的表示VSB载波正弦分量的数字样本相乘，第四数字乘法器54将实/复样本转换器24提供的最终IF信号的虚部数字样本与从ROM59中查找表591读出的表示VSB载波余弦分量的数字样本相乘。
图7详细地示出了取样时钟产生器8的代表结构。该结构包括一压控振荡器80，它产生额定值为21.52MHz频率的蔓叶线(cissoidal)型振荡信号。振荡器80是受控振荡器，其振荡信号的频率和相位受自动频率和相位控制(AFPC)信号电压的控制。自动频率和相位控制(AFPC)检测器81产生此AFPC信号电压，它将对振荡器80振荡信号的分频响应信号与经模拟10.76MHz带通滤波器82输入的10.76MHz基准载波相比较。最好是，振荡器80是采用晶体使其振荡信号自然频率和相位稳定的类型。对称削波器或限幅器83产生对这些蔓叶型振荡信号的所需方波响应信号，它用作第一时钟信号，来对ADC22中最终IF信号的取样进行定时。分频触发器84以规定方式响应第一时钟信号的变化，来产生基本频率为10.7MHz的另一个方波，该频率是振荡器80振荡频率的一半。对振荡器80振荡信号的分频响应信号输入到AFPC检测器81，以同10.76MHz带通滤波器82输入的10.76MHz基准载波相比较。分频触发器84还将基本频率为10.7MHz的方波输出信号输出到“与”门电路85，在同第一时钟信号相“与”后，产生均衡器7中降速滤波处理所采用的第二时钟信号。
VCO80输出的21.52MHz基准载波的产生方法是，通过提取被同步到基带的接收DTV信号的分量，该分量是符号频率(或波特频率)的副谐波频率，并且在频率乘法器电路中将该符号频率的副谐波乘以一合适的因子。下面将具体描述这个过程的细节，首先假设接收的DTV信号是10.76MHz符号频率或波特率的VSB信号，然后假设该接收的DTV信号是5.38MHz符号频率或波特率的QAM信号。
数字多路复用器86响应于检测到伴随所接收DTV信号的导频载波的导频载波存在检测器21，后者指示所接收的DTV信号是VSB信号，来选择VSB同相同步检测器50输出的该信号的实部样本，以输入到带通FIR数字滤波器87，后者输出中心频率为5.38MHz的选择性响应信号，该信号选择VSB信号中符号频率的1次副谐波。而且，以模拟方式执行5.38MHz的频率乘法来避免以后进行数字方式的频率乘法时出现的欠取样问题。数模转换器(DAC)88将滤波器87的响应信号转换成模拟信号，以输入到全波整流电路89中，以便产生滤波器87响应的各谐波信号，这包括作为5.38MHz的2次副谐波的强10.76MHz分量。模拟带通滤波器82响应此10.76MHz的2次谐波信号，向AFPC检测器81输出10.76MHz的基准载波输入信号。
数字多路复用器86响应于未检测到伴随所接收DTV信号的导频载波的导频载波存在检测器21，后者指示所接收的DTV信号是QAM信号，来选择平方电路8A的输出信号，以输入到带通滤波器87，后者输出中心频率为5.38MHz的选择性响应信号。提供中心频率为2.69MHz的选择性响应信号的带通FIR数字滤波器8B，将所选择的基带QAM信号符号频率的2.69MHz的1次副谐波，输入到平方电路8A，来产生包括强5.38MHz分量的滤波器8B的各谐波信号。如图7所示，基带QAM信号能够从QAM同相同步检测器40或从QAM正交同步检测器45输入。图7中所示的作为数字乘法器的平方电路8A，同时接收作为乘数和被乘数的滤波器8B响应信号。作为数字乘法器的平方电路8A能够通过逻辑门来构成，但为了追求更快的操作速度，最好通过保存有平方查找表的ROM来构成。能够使用绝对值电路取代平方电路来产生先前滤波器响应信号的各谐波信号，但由于产生的2次谐波弱，所以不是最佳方案。
图7还示出第一地址产生器60的代表结构，它提供ROM49的余弦查找表部491和正弦查找表部492的地址，ROM49提供被变换为最终中频和互相为正交关系的QAM载波两相位的复数数字表示。第一地址产生器60中第一地址计数器61对第一时钟信号的变化进行计数，以产生基本第一地址信号。该基本第一地址信号输入到数字加法器62作为第一加数。第一地址校正信号输入到加法器62作为第二加数，与加法器62中的基本第一地址信号相加，以产生作为总和输出信号的校正第一地址信号，来同时作为ROM49的余弦查找表部491和正弦查找表部492的地址。符号时钟旋转检测器63响应于由QAM同相同步检测器40同步到基带的QAM信号实部样本序列、以及由QAM正交同步检测器45同步到基带的QAM信号虚部样本序列。符号时钟旋转检测器63检测根据第一时钟信号在接收机处产生的符号时钟和在发送机处产生的符号时钟之间的相位差错，这在外差到最终中频的所接收的QAM信号中会出现，该最终中频是QAM信号符号频率的分数倍。在下列文献中说明了几种类型的符号时钟旋转检测器63，该文献是在1992年5月19日颁发给A.D.Kucar的美国专利号5,115,454、题目“载波同步和数据检测方法和设备”的专利文件，其中对它们分别进行了背景技术描述，在此列出供参考。数字低通滤波器64对由符号时钟旋转检测器63检测到的在接收机处产生的符号时钟的相位差错进行许多样本(例如几百万个)的平均处理，以产生输入给加法器62来校正基本第一地址的第一地址校正信号。这么多样本的平均处理能够利用累积很少量的样本并为继续累积以降低的样本率前向转储它们的过程来完成，其中以逐步降低的副取样率来重复几次累积和副取样(subsample)处理。
图7还示出第二地址产生器70的代表结构，它提供ROM59的余弦查找表部591和正弦查找表部592的地址，ROM59提供被变换为最终中频和互相为正交关系的VSB载波两相位的复数数字表示。第二地址产生器70中第二地址计数器71对第一时钟信号的变化进行计数，以产生基本第二地址信号。该基本第二地址信号输入到数字加法器72作为第一加数。第二地址校正信号输入到加法器72作为第二加数，与加法器72中的基本第二地址信号相加，以产生作为总和输出信号的校正第二地址信号，来同时作为ROM59的余弦查找表部591和正弦查找表部592的地址。
图7示出的时钟触发(clocked)的数字延迟线73，用于将来自同相同步检测器50的样本在输入到量化器74以前延迟规定数量的样本周期，量化器74提供与其当前作为输入信号接收的样本最接近的量化电平。量化电平可以从伴随VSB信号的导频载波能量导出、或从VSB信号的包络检测结果中导出。在量化器74选择作为其输出信号的最接近量化电平中由数字加法器/减法器75减去了相应量化器74的输入信号，数字加法器/减法器75通过在其输出端包括时钟触发锁存器作为时钟触发的元件来操作。加法器/减法器75输出的差值输出信号表示实际恢复的符号电平到应该恢复到位置的位移值，但该值的正负性是否影响符号相位差错超前或滞后仍是一个待解决的问题。
同相同步检测器50输出的样本作为输入信号输入到时钟触发的数字延迟线73，并不加延时地作为输入信号输入到均方差梯度检测滤波器76，滤波器76是有限脉冲响应(FIR)数字滤波器，它具有(-1/2),1,0,(-1),(+1/2)的核(kernel)，其操作由第一取样时钟来触发。时钟触发的数字延迟线73所延迟的样本周期的规定数量，应使滤波器76的响应信号在时域上与来自加法器/减法器75的差值信号对齐。数字乘法器77将加法器/减法器75输出的差值信号与滤波器76的响应信号相乘来实现对齐。对于该乘法来说，这两个信号的互补的滤波器76响应信号的符号位(sign bit)和次最高有效位就足以了，这允许简化数字乘法器77的结构。在接收机处，为产生输入到加法器72来校正基本第二地址的第二地址校正信号，数字低通滤波器78对许多样本(例如几百万)进行平均后所产生的符号时钟的相位差错，由数字乘法器77输出的乘积信号的样本来表示。
在图6所示的第二地址产生器70中所采用的符号同步技术，与S.U.H.Qureshi在《美国电子与电气工程师协会会刊》-通信分刊1976年12月号第1326-1330页(IEEE Transactions on Communications,Dec.1976,pp.1326-1330)发表的论文“均衡部分响应系统的定时恢复”中所描述的用于脉中幅度调制(PAM)信号的一般类型相同。这些符号同步技术以及VSB信号的符号同步技术的具体说明见本文在前面引用的C.B.Patel等发明人的先期提交的申请文件。在图7所示的一般类型第二地址产生器70的优选设计方案中，时钟触发的数字延迟线73不以单独元件形式出现；而是，从包括在滤波器76中抽头式的数字延迟线取出输入到量化器74的输入信号，该信号具有规定数量的样本周期延迟，用于使加法器/减法器75输出的差值信号在时域上与滤波器76响应信号对齐，该抽头式数字延迟线用于提供在被相加来产生滤波器76响应信号之前由(-1/2),1,0,(-1),(+1/2)核加权的差分延迟样本。
图8示出了幅度和群延迟均衡器7，它将基带响应信号的易于引起符号间差错的幅度频率特性转换成更优化的幅度频率特性，使符号间差错发生率最小化。幅度和群延迟均衡器7可以是某个合适的商用单片IC均衡器。这样的IC包括用于幅度和群延迟均衡的多级抽头数字滤波器，滤波器抽头的权值可编程；有选择地累积训练信号和暂时存储累积结果的电路；以及微处理器，用于比较暂存的累积结果和公知的经验性理想训练信号，并计算用于幅度和群延迟均衡的多级抽头数字滤波器的更新抽头权值。
幅度和群延迟均衡器7的实部响应信号作为输入信号输入到一维符号解码电路91，后者执行从VSB源信号恢复符号解码数字数据流的符号解码操作。按照ATSC标准的VSB信号在所有数据段的数据中采用格栅编码，但除了各个数据场的初始数据段以外，这包括未经格栅编码的场同步码组。在现有技术中，符号解码电路91输出的并将要用于进一步数据处理的一个符号编码的数字数据流，由格栅解码数据片(data-slice)过程的结果来产生，并且常常使用优化的Viterbi解码技术。在现有技术中，由符号解码电路91输出的并将要用于根据所接收QAM源信号中包含的同步信息控制接收机数据处理的另一个符号编码数字数据流，利用没有后续格栅解码的数据片过程来产生。优选的不同于通常现有技术实践的符号解码电路91，利用了类似于下面文献所描述的数据片技术，该文献是于1998年5月5日颁发的美国专利号5,748,226、题目“数字电视接收机及其用于抑制NTSC共道干扰的自适应滤波器电路”的专利文件，在此引用供参考。
幅度和群延迟均衡器7的实部和虚部响应信号均作为输入信号输入到两维符号解码电路92，后者执行从QAM源信号恢复符号解码数字数据流的符号解码操作。假定QAM源信号包含对应于VSB源信号中同步信息的数据同步信息，这些符号解码数字数据流之一是供进一步数据处理的格栅解码的数字数据流，另一个符号解码的数字数据流由没有后续格栅解码的数据片处理产生。后一个符号解码数字数据流用于根据所接收VSB源信号中包含的同步信息控制接收机的数据处理。
数字信号多路复用器93的功能是数据源选择器，它从其接收的两个数字输入信号中选择第一或第二个作为它的响应信号，所述选择受VSB导频存在检测器39的控制，后者用于检测VSB同步电路5输出的实部样本的零频率项。若零频率项本身无能量，这表示没有伴随VSB信号的导频载波信号，则多路复用器93有选择地对其第一数字输入信号响应，选择解码QAM信号中接收符号的两维符号解码电路91作为其数字数据输出源。若零频率项有一定能量，这表示有伴随VSB信号的导频载波信号，则多路复用器93有选择地对其第二数字输入信号响应，选择解码VSB信号中接收符号的一维符号解码电路92作为其数字数据输出源。
数据源选择多路复用器93选择的数据作为输入信号输入到数据解交织器94，数据解交织器94输出的解交织的数据输入到Reed-Solomon解码器95。数据解交织器94常常以单片IC的结构出现，并且响应于VSB导频载波存在检测器39的输出指示信号，选择适合当前接收的DTV信号的解交织算法，而无论该信号是QAM还是VSB类型，这只是设计的问题。Reed-Solomon解码器95常常以单片IC的结构出现，并且响应于VSB导频载波存在检测器39的输出指示信号，选择适合当前接收的DTV信号的Reed-Solomon解码算法，而无论该信号是QAM还是VSB类型，这也只是设计的问题。Reed-Solomon解码器95将纠错后的数据输出到数据去随机化器96，后者响应于这些数据再生在发送到DTV接收机之前被随机化的信号，再生信号包括用于分组排序器97的分组数据。数据去随机化器96响应于VSB导频载波存在检测器39的输出指示信号，选择适合当前接收的DTV信号的数据去随机化算法，而无论该信号是QAM还是VSB类型，这些算法的选择也只是设计的问题。
第一数据同步恢复电路98恢复在两维符号解码电路91的输出数据中包括的数据同步信息，第二数据同步恢复电路99恢复在一维符号解码电路92的输出数据中包括的数据同步信息。数据同步选择器100在数据同步恢复电路98提供的数据同步信息和数据同步恢复电路99提供的数据同步信息之间进行选择，所述选择受VSB导频载波存在检测器39的控制，后者用于检测VSB同步电路5输出的实部样本的零频率项。若零频率项几乎无能量，这表示没有伴随VSB信号的导频载波信号，则数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路98提供给它的数据同步信息作为它的输出信号。若零频率项有一定能量，这表示有伴随VSB信号的导频载波信号，则数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路99提供给它的数据同步信息作为它的输出信号。
若数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路99提供给它的数据同步信息作为它的输出信号，则各数据场的初始数据行被选为输入到幅度和群延迟均衡器7的训练信号。若在数据同步恢复电路99内检测到出现两个连续的63个样本的PN序列，则向数据同步选择器100输出数据场索引信息。
当前，所定义的QAM DTV信号标准不如VSB DTV信号标准完善。32态QAM信号对单一HDTV信号有足够的容量，不必求助于MPEG标准以外的压缩技术，但是常常要使用一些非MPEG标准的压缩技术来编码作为16态QAM信号的单一HDTV信号。数据同步恢复电路99检测出现的规定24位字来产生数据场索引信息，以输入到数据同步选择器100。数据同步选择器100内的多路复用器选择分别由数据同步恢复电路98和数据同步恢复电路99提供的数据场索引信息，于是，所选择的数据场索引信息输入到数据解交织器94、Reed-Solomon解码器95、和数据去随机化器96。该规范撰写时，没有将训练信号包括在QAM DTV信号中。因此，设置幅度和群延迟均衡器7来提供平坦的幅度频率特性以响应VSB导频载波存在检测器39指示出无导频载波的情况，并且数据同步恢复电路99选择的VSB训练信号直接连接到数据同步选择器100，而无需经过多路复用器。而且，也没有用于QAM DTV发送的数据行同步信号，至少没有一个选定标准。数据同步恢复电路98包括计数电路，用于对各数据场中的样本计数以产生数据场内同步信息。由数据同步选择器100内的合适的多路复用器在这种数据场内同步信息和数据同步恢复电路99产生的数据场内同步信息(如数据行计数)之间进行选择，以便按需要输入到数据解交织器94、Reed-Solomon解码器95、和数据去随机化器96。
另外，利用匹配滤波器还能够在符号解码之前实现数据同步，匹配滤波器对选择器6响应信号或均衡器7响应信号中的同步码序列产生尖脉冲响应信号。对同步码序列产生尖脉冲响应信号的该滤波器，优选地接收具有取样速率减小到ATSC信号波特率或符号率的输入信号，而不是为同步电路4和5过取样响应信号的输入信号，以便降低各个匹配滤波器相应核中的样本数。优选连接对同步码序列产生尖脉冲响应信号的该滤波器来接收均衡器7响应信号，以降低多径接收对数据同步的影响。
分组排序器97根据连续的分组数据中的首标码按不同应用对数据分组排序。分组排序器97将表示DTV节目的音频部分的分组数据输入到数字音频解码器101。数字音频解码器101将左声道和右声道的立体声音频信号输出到多声道音频放大器102，后者驱动多个扬声器103、104。分组排序器97将表示DTV节目视频部分的分组数据输入到诸如MPEG2类型的MPEG解码器105。MPEG解码器105将水平(H)和垂直(V)同步信号输出到显象管偏转电路106，后者提供显象管107的观看屏幕的光栅(raster)扫描。MPEG解码器105还向显象管驱动放大器108输出用于将放大的红(R)、绿(G)、蓝(B)驱动信号输入到显象管107的信号。在图1和2所示的DTV接收机的变型中，除了显象管107还可以使用或增加不同的显示设备，并且音频恢复系统也可以不同，如由单声道组成，或由比简单立体声再现系统更精细的系统组成。
实/复样本转换器48和58能够采用Hilbert变换产生滤波器和延迟补偿电路，如这里引用供参考的美国专利号5,479,449的文件中所述。另外，实/复样本转换器48和58还能够采用Rader滤波器，如C.B.Patel等发明人的在1996年10月20日颁发的美国专利号5,548,617、题目“HDTV接收机中使用的数字VSB检测器以及采用RADER滤波器的带通相位跟踪器”的专利文件中所述，这里引用供参考。或者，实/复样本转换器48和58能够采用Ng滤波器，如C.B.Patel等发明人的在1998年3月24日颁发的美国专利号5,731,848、题目“HDTV接收机中使用的数字VSB检测器以及采用NG滤波器的带通相位跟踪器”的专利文件中所述，这里引用供参考。
最好是，最终IF信号的最低频率在1MHz以上，以保持最终IF信号最高频率与最低频率之比明显低于8∶1，从而降低对实/复样本转换器48和58的滤波指标要求。为了满足只针对QAM信号的这一要求，最终IF信号中QAM载波的最低载波频率为3.69MHz。为了满足只针对VSB信号的这一要求，若在频域中VSB载波的全边带在它的残留边带之上，则最终IF信号中VSB载波的最低载波频率为1.31MHz，或者，若在频域中VSB载波的全边带在它的残留边带之下，则最终IF信号中VSB载波的最低载波频率为6.38MHz。
正如C.B.Patel等发明人在他们的于1997年2月25日颁发的美国专利号5,606,579、题目“HDTV接收机中使用的具有分数倍符号率的最终IF载波的数字VSB检测器”的专利文件中所述，在此引用供参考，非常希望以数字方式同步到基带的载波信号为符号率的倍数的分数倍频率。这使得在只读存储器中保存数字载波信号可行，而不必连续地数字化模拟载波信号。
如果取样时钟产生器8输出的第一时钟信号所确立的ADC19中取样率为每秒21.52×106个样本，则最好是QAM DTV信号载波变换到的最终中频不高于5.38MHz，以便能够以每载波同步执行周期至少4次的速度来取样它。如果最终IF信号的QAM载波必须处于3.69MHz和5.38MHz之间的闭区间中，则QAM载波能够处于例如43.05MHz的7、8、9或10次副谐波的位置。43.05MHz的7次副谐波和21.52MHz的3次副谐波，即5.38MHz，显然是所期望的QAM载波应变换到的最终中频。这允许ROM49的寻址有对称结构，借此可降低所需实际存储位置的数量。从减少ROM49中所需实际存储位置的数量的角度出发，43.05MHz的11次副谐波和21.52MHz的5次副谐波，即3.587MHz，可能是适合的QAM载波变换到的最终中频，但这必须设计能提供实/复样本下变频到900kHz的实/复样本转换器48。
VSB载波可以处于例如43.05MHz的5、6、7、8、9、10、11、12、13、14或15次副谐波位置。如果取样时钟产生器8输出的第一时钟信号所确立的ADC29中取样率为每秒21.52×106个样本，则不能成功地应用Qureshi技术的符号同步技术，除非VSB DTV信号载波所变换到的最终中频不高于5.38MHz。如果在频域中VSB信号的全边带在它的残留边带以下，则ADC29中的取样率必须高于每秒21.52×106个样本(例如，每秒43.05×106个样本)，以便该载波至少能够为6.38MHz。为了避免ADC29中过高的取样率，在频域中VSB信号的全边带还必须在它的残留边带以上。这表明，如果使用Qureshi技术的符号同步技术，则在ADC29中取样率为每秒21.52×106个样本时，实/复样本转换器48和58实际上不能采用Ng滤波器。
如果最终中频信号使VSB信号载波处于它的全边带以下并且受限于1-9MHz的频率范围，则为了同步到基带而变换到最终中频的VSB信号载波必须处于1.31MHz和3.62MHz之间的闭区间范围中。从利用对称寻址来减少ROM中载波查找表的尺寸的角度考虑，15次副谐波，即2.690MHz，对该VSB载波应变换到的最终中频来说，将是一个很好的选择。然而，如果输入到同步电路4的最终IF信号中的QAM载波为5.381MHz，则2.690MHz就不是最好的选择。原因是，在图1和图3的无线电接收机中，这会使第三本振30A和30B的额定频率彼此相同，而在图2和图4的无线电接收机中，这会使第二本振20A和20B的额定频率彼此相同。具有接近于相同振荡频率的彼此相近的振荡器具有共振的倾向，这会对分别控制它们各自频率的能力造成负面影响。
从利用对称寻址来减少ROM中载波查找表的尺寸的角度考虑，43.05MHz的31次副谐波，即1.345MHz，它是21.52MHz的15次副谐波，对该VSB载波应变换到的最终中频来说，将是另一个很好的选择。然而，为了降低对实/复样本转换器58的就目前实/复样本转换必须提供如何低的频率的设计要求，也可以替换性地选择43.05MHz的23次副谐波，即1.793MHz,它是21.52MHz的11次副谐波。
图9是图1和3的无线电接收机所使用的第三本振30A的频率设计表，它提供用于将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差下变频到QAM信号的各种最终中频带所使用的振荡信号。第三本振30A的振荡信号最好在该倒数第二IF频带以下，以便降低振荡信号的二次谐波干扰任何附近的频率调制的无线电广播接收机的可能性。
图10是图1和3的无线电接收机所使用的第三本振30B的频率设计表，它提供用于将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差下变频到VSB信号的各种最终中频带所使用的振荡信号，假定在频域中在倒数第二IF频带和最终IF频带中残留边带均位于全边带以上。这种类型的操作与ADC19和29的每秒43.05×106个样本而不是每秒21.52×106个样本的取样操作相关，其中在均衡器7是同步均衡器的场合将使用4∶1的降速滤波器。第一本振10向混频器11提供第一中频带以上的振荡信号，所以在所接收的DTV频道中在频域上处于全边带以下的残留边带，在第一中频带中将被转换到频率在全边带以上。为了在第二或倒数第二IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以下，第二本振20必须向第二混频器14提供频率在第一中频带以上的振荡信号。为了在第二或倒数第二IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以上，第二本振20必须向第二混频器14提供频率在第一中频带以下的振荡信号。例如，如果第一IF频带中心频率为940MHz，则第二本振20必须提供使倒数第二IF频带的中心频率位于44MHz的896MHz的振荡信号。896MHz在当前UHF频道83之上，所以附近的NTSC接收机不会对DTV接收机可能泄露的第二振荡信号调谐。如果在第二或倒数第二IF频带中残留边带在频域上处于全边带以上，则第三本振30B必须向第三混频嚣28提供频率在此倒数第二IF频带以下的振荡信号，以便在最终IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以上。
图11是图1和3的无线电接收机所使用的第三本振30B的频率设计表，它提供用于将中心频率为44MHz的倒数第二中频带外差下变频到VSB信号的各种最终中频带所使用的振荡信号，假定在倒数第二IF频带和最终IF频带中残留边带在频域中均位于全边带以下。第一本振10向混频器11提供第一中频带以上的振荡信号，所以在所接收的DTV频道中在频域上处于全边带以下的残留边带，在第一中频带中将被转换到频率在全边带以上。为了在第二或倒数第二IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以下，第二本振20必须向第二混频器14提供频率在第一中频带以上的振荡信号。例如，如果第一IF频带的中心频率为916MHz，则第二本振20提供使倒数第二IF频带的中心频率位于44MHz的960MHz的振荡信号。为了使干扰空中导航频带的可能性最小，希望第二本振20提供频率不高于960MHz的振荡信号。如果在第二或倒数第二IF频带中残留边带在频域上处于全边带以下，则第三本振30B必须向第三混频器28提供频率在此倒数第二IF频带以下的振荡信号，以便在最终IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以下。
将第二或倒数第二中频带放到频率低的位置，使第三本振30B容易产生在此IF频带上的振荡信号。这种安排允许在倒数第二IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以上、并在最终IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以下。这种安排还允许在倒数第二IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以下、并在最终IF频带中使残留边带在频域上处于全边带以上。第二本振20的振荡频率不必距第一中频带很远，这就减轻了对DTV接收机的无线电接收部的UHF部件的设计要求。当然，位于较低频率的倒数第二IF频带使得设计令人满意的SAW滤波器26更加困难。
在本发明的其它实施例中，除了导频存在检测器39的其它装置可以生成QAM/VSB控制信号。例如，可以按下列方法生成QAM/VSB控制信号，如从单稳电路或其等效物输出的信号。匹配滤波器响应于其接收的输入信号来提供输出脉冲，这些输入信号是数据段同步码组、数据场同步码组、或VSB同步电路5的同相输出信号中的部分数据场同步码组。这些脉中经阈值检测来区别于噪声，阈值检测器脉冲输入到单稳电路使其处于非稳定状态。只要单稳电路处于非稳定的状态，QAM/VSB控制信号就表示VSB AM的接收。若没有检测到伴随VSB DTV信号的数据同步信号，则单稳电路恢复到稳定的状态，QAM/VSB控制信号就通过QAM的接收表示未接收VSB DTV信号。
权利要求
1．一种无线电接收机，用于接收所选择的数字电视信号，而无论它是正交幅度调制(QAM)数字电视信号还是残留边带(VSB)数字电视信号，所述无线电接收机包括所连接的第一中频放大器链路，用于提供对被转换到第一中频带的所述选择的数字电视信号的第一最终中频响应；第一模数转换器，用于数字化所述第一最终中频响应以产生数字化的第一最终中频响应；QAM同步电路，用于通过使所述数字化的第一最终中频响应同步到基带来产生交织的QAM符号码的实部和虚部样本流，只要该数字化的第一最终中频响应信号是QAM信号；所连接的第二中频放大器链路，用于提供对已转换到所述第一中频带的所述选择的数字电视信号和对任何伴随的共道模拟电视信号的第二最终中频响应，所述第二最终中频响应比所述第一最终中频响应的选择性强，以便基本排除对所述任何伴随的共道模拟电视信号的大部分音频载波的响应；第二模数转换器，用于数字化所述第二最终中频响应以产生数字化的第二最终中频响应；以及VSB同步电路，用于通过使所述数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生交织的VSB符号码的实部样本流，只要该数字化的第二最终中频响应信号是VSB信号。
2．如权利要求1所述的无线电接收机，还包括可调的第一本振，用于提供任意数量的规定超高频的第一振荡信号；第一转换电路，用于通过在第一混频器电路中将所述选择的数字电视信号和所述的第一振荡信号混频、并屏蔽所得到的镜象信号，将所选择的数字电视信号转换到所述第一中频带，以便输入到所述第一中频放大器链路和所述第二中频放大器链路，作为它们各自的输入信号。
3．如权利要求2所述的无线电接收机，其中所述第一混频器电路包括两个第一混频器，用于将所述选择的数字电视信号与所述第一振荡信号混频，其中一个所述第一混频嚣用于将被转换到所述第一中频带的所述选择的数字电视信号提供到所述第一中频放大嚣链路，作为它的所述输入信号，另一个所述第一混频器用于将被转换到所述第一中频带的所述选择的数字电视信号提供到所述第二中频放大器链路，作为它的所述输入信号。
4．如权利要求3所述的无线电接收机，其中所述第一和第二中频放大器链路各包括相应的第一中频放大器，用于提供对被转换到第一中频带的所述选择的数字电视信号的相应第一中频放大器响应；相应的第二转换电路，用于将所述相应的第一中频放大器响应转换到第二中频带，并抑制得到的镜象信号；相应的第二中频放大器，用于提供对被转换到第二中频带的所述选择的数字电视信号的相应第二中频放大器响应；和相应的第三转换电路，用于将所述相应的第二中频放大器响应转换到第三中频带，并抑制得到的镜象信号。
5．如权利要求4所述的无线电接收机，还包括在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第二转换电路内的相应第二混频器，用于将相应的第二振荡信号与所述相应的第一中频放大器响应混频，以产生所述相应第二中频带中的相应的第二混频器响应；固定频率的第二本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第二混频器提供所述相应的第二振荡信号；在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第三转换电路内的相应第三混频器，用于将相应的第三振荡信号与所述相应的第二中频放大器响应混频，以产生所述相应第三中频带中的相应的第三混频器响应；频率分别被控制的相应第三本振，用于向各个所述第一和第二中频放大嚣链路中相应第三混频器提供所述相应的第三振荡信号；响应所述QAM同步电路提供的所述交织QAM符号码的实部和虚部样本流的电路，用于向所述第一中频放大器链路中的所述第三本振提供相应的自动频率和相位控制信号；进一步的VSB同步电路，用于通过将所述数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生交织VSB符号码的虚部样本流；以及响应所述进一步的VSB同步电路提供的所述虚部样本流的电路，用于向所述第二中频放大器链路中的所述第三本振提供相应的自动频率和相位控制信号。
6．如权利要求4所述的无线电接收机，还包括在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第二转换电路内的相应第二混频器，用于将相应的第二振荡信号与所述相应的第一中频放大器响应混频，以产生所述相应第二中频带中的相应的第二混频器响应；频率分别被控制的相应第二本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第二混频器提供所述相应的第二振荡信号；在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第三转换电路内的相应第三混频器，用于将相应的第三振荡信号与所述相应的第二中频放大器响应混频，以产生所述相应第三中频带中的相应的第三混频器响应；固定频率的第三本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应的第三混频器电路提供振荡信号；响应所述QAM同步电路提供的所述交织QAM符号码的实部和虚部样本流的电路，用于向所述第一中频放大器链路中的所述第二本振提供相应的自动频率和相位控制信号；进一步的VSB同步电路，用于通过将所述数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生交织VSB符号码的虚部样本流；以及响应所述进一步的VSB同步电路提供的所述虚部样本流的电路，用于向所述第二中频放大器链路中的所述第二本振提供相应的自动频率和相位控制信号。
7．如权利要求2所述的无线电接收机，其中所述第一转换电路包括第一混频器，用于在第一混频器电路中将所述选择的数字电视信号与所述第一振荡信号混频，所述第一混频器用于将被转换到所述第一中频带的所述选择的数字电视信号提供到所述第一中频放大器链路，作为它的所述输入信号，并且提供到所述第二中频放大器链路，作为它的所述输入信号。
8．如权利要求7所述的无线电接收机，还包括在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第二转换电路内的相应第二混频器，用于将相应的第二振荡信号与所述相应的第一中频放大器响应混频，以产生所述相应第二中频带中的相应的第二混频器响应；固定频率的第二本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第二混频器提供所述相应的第二振荡信号；在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第三转换电路内的相应第三混频器，用于将相应的第三振荡信号与所述相应的第二中频放大器响应混频，以产生所述相应第三中频带中的相应的第三混频器响应；频率分别被控制的相应第三本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第三混频器提供所述相应的第三振荡信号；响应所述QAM同步电路提供的所述交织QAM符号码的实部和虚部样本流的电路，用于向所述第一中频放大器链路中的所述第三本振提供相应的自动频率和相位控制信号；进一步的VSB同步电路，用于通过将所述数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生虚部样本流；以及响应所述进一步的VSB同步电路提供的所述虚部样本流的电路，用于向所述第二中频放大器链路中的所述第三本振提供相应的自动频率和相位控制信号。
9．如权利要求7所述的无线电接收机，还包括在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第二转换电路内的相应第二混频器，用于将相应的第二振荡信号与所述相应的第一中频放大器响应混频，以产生所述相应第二中频带中的相应的第二混频器响应；频率分别被控制的相应第二本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第二混频器提供所述相应的第二振荡信号；在各个所述第一和第二中频放大器链路中的相应第三转换电路内的相应第三混频器，用于将相应的第三振荡信号与所述相应的第二中频放大器响应混频，以产生所述相应第三中频带中的相应的第三混频器响应；固定频率的第三本振，用于向各个所述第一和第二中频放大器链路中相应第三混频器提供振荡信号；响应所述QAM同步电路提供的所述交织QAM符号码的实部和虚部样本流的电路，用于向所述第一中频放大器链路中的所述第二本振提供相应的自动频率和相位控制信号；进一步的VSB同步电路，用于通过将所述数字化的第二最终中频响应同步到基带来产生虚部样本流；以及响应所述进一步的VSB同步电路提供的所述虚部样本流的电路，用于向所述第二中频放大器链路中的所述第二本振提供相应的自动频率和相位控制信号。
全文摘要
一种无线电接收机,包括:第一和第二中频放大器链路,分别提供对接收的所选择数字电视(DTV)信号的第一和第二最终中频响应;第一和第二模数转换器,用于数字化第一和第二最终中频响应;QAMDTV信号的QAM同步电路,用于产生交织的QAM符号码的实部和虚部样本流;VSB DTV信号的VSB同步电路,用于产生交织的VSB符号码的实部样本流。第一和第二中频放大器链路共享至少一个本振。
文档编号H04B1/40GK1233133SQ99104058
公开日1999年10月27日 申请日期1999年3月19日 优先权日1998年3月23日
发明者艾伦·L·林伯格 申请人:三星电子株式会社