体管92和93。
[0125]开关晶体管92被连接于晶体管84的栅极与漏极之间。开关晶体管93被连接于晶体管85的栅极与漏极之间。比较器复位脉冲PSET被共同地提供给开关晶体管92和93各者的栅极。
[0126]像素信号经由用于信号耦合的电容元件42(图1)而被输入到晶体管84的栅极。而且，参考信号RAMP经由用于信号耦合的电容元件43(图1)而被输入到晶体管85的栅极。
[0127]在上述构造中，操作点复位部91对通过电容元件42和43输入过来的信号执行采样/保持功能。
[0128]换言之，比较器复位脉冲PSET只在像素信号和参考信号RAMP的比较即将开始之前才变为激活(例如，H(高)电平)，且差分晶体管对部81的操作点被复位到漏极电压(读取电位；用来读取基准成分或信号成分的操作基准值)。
[0129]随后，像素信号经由电容元件42被输入到晶体管84，参考信号RAMP经由电容元件43被输入到晶体管85，且进行比较直到像素信号和参考信号RAMP变成相同电位。然后，当像素信号和参考信号RAMP变成相同电位时，输出被反转。
[0130]在下面的说明中，比较器复位脉冲PSET变为激活的状态还被称为“自动调零(AZ:auto zero)”。
[0131]而且，为了方便说明，图1中的电容元件42和43已经被说明为被设置于比较器44的外部，但是电容元件42和43可以被设置于图3的比较器44中且被构造为操作点复位部91的一部分。在这种情况下，电容元件42被布置于用于输入像素信号的输入端子与晶体管84的栅极之间，且电容元件43被布置于用于输入参考信号RAMP的输入端子与晶体管85的栅极之间。而且，像素信号的输入和参考信号RAMP的输入可以调换。
[0132]相关技术的CMOS传感器中的AD转换的问题
[0133]同时，在CMOS图像传感器I中，当执行AD转换时，通过由噪声添加部19等注入特定噪声且使复位电平分布扩展开，使得列型AD转换部41的操作时期发生变化，防止了能量的集中，或抑制了因量子化误差而引起的竖条纹，但是出现了如下的现象:其中，在复位电平分布扩展开的同时，复位电平的平均值发生偏移。
[0134]通过由本技术的发明人进行的详细仿真，发现了这种现象发生的原因。在这方面，下面将会参照图4至图7来说明使复位电平平均值发生偏移的机制的细节。
[0135]这里，在像素信号的常规的读取和AD转换时，在出现于垂直信号线21上的复位电平被充分稳定之后，然后对复位电平执行AD转换。另一方面，在CMOS图像传感器I中，在出现于垂直信号线21上的复位电平被稳定之前就对复位电平执行AD转换，因此，是对不稳定状态的复位电平执行AD转换。
[0136]这意味着复位噪声被混入到AD转换结果中，但是因为复位噪声的量取决于各像素而有所不同，所以混入状态也同样会取决于各像素而有所不同，且因此，二维的不规则噪声被混入到复位电平的AD转换结果中。
[0137]而且，作为对不稳定状态的复位电平执行AD转换的技术，专利文献I披露了一种对像素复位脉冲RST被切断时的时刻与用于使比较器44复位的比较器复位脉冲PSET被切断时的时刻之间的间隔(以下，称为“复位解除间隔TRelease”)进行调节以使该间隔小于通常所采用的间隔的技术。
[0138]换言之，如图4所示，通过使像素复位脉冲RST被切断时的时刻偏移至稍后的时刻且减小复位解除间隔TRelease，比较器44的复位状态在复位噪声不稳定的时刻被有意地解除。因此，不规则噪声能够被注入到复位电平的AD转换结果中。
[0139]类似地，如图5所示，通过使比较器复位脉冲PSET被切断时的时刻偏移至稍前的时刻且减小复位解除间隔TRelease，不规则噪声能够被注入到复位电平的AD转换结果中。
[0140]如上所述，在CMOS图像传感器I中，通过在比较器44的输入电容的建立时期的途中执行信号采样，不规则噪声被注入到复位电平的AD转换结果中，且复位电平分布被扩展开。
[0141]具体地，如图6的时序图所示，根据如图6中的虚线所示的常规驱动时序，在像素复位脉冲RST被输入且然后出现于垂直信号线21上的复位噪声成分被稳定之后，切断用于比较器44的比较器复位脉冲PSET，因此，像素信号(So)的偏离成分被完全消除。
[0142]另一方面，根据如实线所示的CMOS图像传感器I的驱动时序，当注入噪声成分时，像素复位脉冲RST被切断时的时刻被有意地偏移至稍后的时刻，因此，复位解除间隔(TRelease)被减小了。结果，比较器44的复位状态在复位噪声不稳定的时刻被有意地解除。这意味着，通过控制用于像素复位的像素复位脉冲RST的脉冲宽度和像素中的复位噪声的建立量，二维的不规则噪声被注入。
[0143]结果，不稳定的复位噪声成分被混入到复位电平的AD转换结果中，但是如上所述因为复位噪声的量取决于各像素而有所不同，所以混入状态也是不同的，且因此，二维的不规则噪声能够被混入到复位电平的AD转换结果中。
[0144]而且，因为存在着从比较器44的复位解除到实际的参考信号RAMP的坡面开始(即，AD转换开始)的时间，所以这个时期被设定为其中垂直信号线21的复位噪声成分处于完全稳定的操作时机，且因此，复位电平不会在随后的复位电平的AD转换的时间与信号电平的AD转换的时间之间发生改变。因此，不会含有在时间上随机的噪声成分，且图像质量不会劣化。
[0145]换言之，事实上，将相同量的二维不规则固定模式噪声注入到像素信号的复位电平和信号电平中，执行AD转换，且对各AD转换结果进行差分处理，因此，在伴随着该差分处理而生成的量子化噪声在二维空间内变得随机的状态下获得了信号成分中的数字信号。
[0146]如上所述，CMOS图像传感器I根据图6中的驱动时序进行操作，且使复位电平分布扩展开，因此，CMOS图像传感器I能够防止能量的集中，能够防止伴随着差分处理而出现的量子化误差相对于各列而被积累的现象，且能够抑制竖条纹状的不自然噪声。
[0147]然而，在图6的驱动时序的情况下，因为在建立时期的途中进行信号采样，所以复位电平分布没有扩展开，且出现了复位电平平均值偏移的现象。
[0148]图7是示意性地图示了当复位电平平均值发生偏移时的复位电平分布的图。
[0149]在图7中，水平轴表示复位电平输出值，且垂直轴表示其频率。而且，在图7中，根据由图6中的虚线所示的驱动时序的驱动被称为“常规驱动”，且根据由图6中的实线所示的驱动时序的驱动被称为“抖动驱动”。
[0150]在常规驱动中，因为没有执行噪声注入，所以如图7中的虚线所示，复位电平分布没有向外张开，而是集中在平均值附近。而且，因为没有执行噪声注入，所以复位电平的输出值不会变为大的值。因此，复位电平输出值没有超过复位电平计数最大值。
[0151]另一方面，在抖动驱动中，因为通过噪声添加部19等执行了噪声注入，所以复位电平分布扩展开，但是随着噪声的注入，复位电平输出值相应地增大，因此，与常规驱动的情况比较而言，平均值向图7中的右边偏移。于是，出现了复位电平输出值超过复位电平计数最大值的情况。
[0152]如上所述，当复位电平平均值显著地偏移以致于复位电平输出值超过复位电平能够被计数的最大值时，可能不会执行计数器45的正确计数，且可能不会适当地执行AD转换。为了防止这种现象，有必要抑制复位电平平均值的偏移，但是本技术的发明人已经发现了用于抑制复位电平平均值的偏移的技术。在这方面，下面将会说明根据本技术的CMOS图像传感器。
[0153]根据本技术的CMOS图像传感器
[0154]根据本技术的CMOS图像传感器的构造示例
[0155]图8是图示了根据本技术的作为固体摄像器件的CMOS图像传感器的构造示例的图。
[0156]在图8的CMOS图像传感器101中，利用相同的附图标记表示与图1中的CMOS图像传感器I的部件对应的部件，且将适当地省略它们的说明。
[0157]换言之，CMOS图像传感器101与CMOS图像传感器I的不同之处在于:开关110被设置于像素阵列部11与读取电流源部13之间。
[0158]开关110被连接至垂直信号线21。开关110根据经由控制线23从通信时序控制部17输入的控制脉冲VSLCNT来致使垂直信号线21短路。然后，当垂直信号线21短路时，各垂直信号线21的电位变成平均电位，且该电位被存储，因此，能够抑制复位电平平均值的偏移。
[0159]这里，将会参照图9至图13来进一步详细地说明用于抑制复位电平平均值的偏移的技术。
[0160]在图9中，为了方便说明，在以矩阵状被布置于像素阵列部11中的单元像素30之中，仅图示了单元像素30-1和单元像素30-2。在图9中，利用相同的附图标记表示与图2中的部件对应的部件，且将省略它们的说明。
[0161]在单元像素30-1中，放大晶体管54-1经由垂直选择晶体管55_1而与垂直信号线21-1连接，且放大晶体管54-1与读取电流源部13-1 —起构成源极跟随器。在图9等中，利用“VSL1 ”表示该源极跟随器的输出。
[0162]列型AD转换部41-1被连接至垂直信号线21-1。在列型AD转换部41_1中，来自单元像素30-1的像素信号经由电容元件42-1而被输入到比较器44-1的一个输入端子，且来自参考信号生成部15的参考信号RAMP经由电容元件43-1而被输入到比较器44_1的另一个输入端子。在图9等中，利用“VSL1D”表示电容元件42-1的输出。
[0163]类似地，在单元像素30-2中，放大晶体管54-2和读取电流源部13_2构成源极跟随器。列型AD转换部41-2被连接至垂直信号线21-2。在图9等中，利用“VSL2”表示该源极跟随器的输出，且利用“VSL2D”表示电容元件42-2的输出。
[0164]开关110由开关晶体管111构成。开关晶体管111的源极经由行信号线112而与垂直信号线21-1连接，且开关晶体管111的漏极经由行信号线112而与垂直信号线21-2连接。换言之，开关晶体管111通过借助于行信号线112在行方向上使垂直信号线21相互连接，将对应于各列而被构成的源极跟随器的输出连接起来。
[0165]来自通信时序控制部17的控制脉冲VSLCNT被输入到开关晶体管111的栅极。因此，开关晶体管111根据来自通信时序控制部17的控制脉冲VSLCNT而执行接通/切断的开关操作。
[0166]例如，如图10所示，仅在比较器44上的比较器复位脉冲PSET处于激活状态的时期内的一定时期中，控制脉冲VSLCNT具有H电平。而且，当被输入到栅极的控制脉冲VSLCNT变成H电平时，开关晶体管111进入接通状态，且致使被连接至行信号线112的垂直信号线21短路。当垂直信号线21短路时，各垂直信号线21的电位变成平均电位，且各列的源极跟随器的输出变成平均输出。例如，在图9中，源极跟随器的输出VSLl和VSL2被平均。
[0167]结果，各源极跟随器的输出的平均值作为输入电容而被存储在布置于各列型AD转换部41中的比较器44的一个输入端子中。
[0168]随后，当被输入到栅极的控制脉冲VSLCNT到达L电平时，开关晶体管111进入切断状态，且使被连接至行信号线112的垂直信号线21返回至在它们短路之前的初始状态。结果，各列的各源极跟随器的输出从平均值返回至与各放大晶体管54的阈值电压(Vth)的差异对应的输出值。
[0169]在这个时候，从在比较器复位脉冲PSET处于激活状态的时期(自动调零时期)内被存储的源极跟随器的输出的平均值开始、与各放大晶体管54的阈值电压的差异对应的像素信号被输入到比较器44的一个输入端子。因此，布置于各列型AD转换部41中的比较器44的输出是根据各放大晶体管54的阈值电压的差异而分布的。
[0170]而且，因为输出分布是以源极跟随器的输出的平均值为中心而散布的，所以能够使复位电平分布扩展开而不会出现上述的复位电平平均值的偏移。换言之，因为垂直信号线21被开关晶体管111短路，所以噪声被添加到经由垂直信号线21而被传输的像素信号中。
[0171]图11是示意性地图示了当没有出现复位电平平均值的偏移时的复位电平分布的图。
[0172]在图11的抖动驱动中，类似于图7中的抖动驱动，复位电平分布被扩展开，但是因为复位电平分布是以源极跟随器的输出的平均值为中心而散布的，所以与常规驱动的情况相比较而言，复位电平平均值没有偏移。因此，复位电平的输出值没有超过复位电平计数最大值，且计数器45能够执行正确计数。结果，能够适当地执行AD转换，且能够使分布扩展开。因此，使能量的集中得以缓和，且能够以高的准确度抑制因电源波动而引起的线性的劣化和因量子化误差而引起的量子化竖条纹。
[0173]利用用于信号耦合的电容元件42的特性使复位电平分布向外张开。图12和图1