一种基于ng-dsl系统的采样频偏补偿方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及NG-DSL系统的采样频率同步技术领域，更具体地，涉及一种新的适合 于NG-DSL系统的米样频率偏差补偿方法。
【背景技术】
[0002] 随着各种高带宽互联网业务的迅速发展，人们对带宽的需求越来越高，这就要求 更高速的接入技术。NG-DSL接入技术作为下一代DSL技术，能够提供双向超过lGbps的速 率，将是未来宽带接入网关键接入技术。NG-DSL主要是采用高载波数和高QAM调制水平的 0FDM传输，要实现稳定有效的数据传输需要有采样频偏同步技术做保障。
[0003] 为了实现较好的采样频偏同步，在获得采样频偏估计值后，为了修正采样频偏产 生的影响，需要对系统进行采样需要频偏补偿。
[0004] 传统的采样频偏补偿方法主要分为两种：频域补偿；时域补偿。
[0005] 频域补偿方法的基本思路是对接收解调后的信号进行相位补偿，其方法简单，只 需根据采样频偏估计值去对每个子载波的相位进行补偿即可，不需要进行硬件调节，而且 对当前接收的符号就能进行处理，不存在数据延时处理。但其适用范围有限，只能适用于采 样频偏较小，子载波数较低而且调制水平不高的系统。
[0006] 时域补偿法主要是通过估计出采样频偏值去调节压控振荡器VCX0的时钟频率， 从而从源头消除采样频偏。该方法不仅可以解决采样频偏引起的相位旋转，同时也可以消 除采样频偏引起的ICI影响，但工程上实现VCX0的频率控制器件精度要求较高，同时硬件 调节的经济成本大，同时该方法在小频偏、子载波数较少、调至水平较低的0FDM系统中没 有应用的必要。
[0007] 由于NG-DSL是一种高载波数高调制水平的基带0FDM系统，对定时同步和采样频 率的同步异常敏感，在传统的0FDM系统中，较小的同步偏差也许带来的性能下降不是很明 显，但是对于千兆DSL系统来说，会造成输出端信噪比急剧下滑。传统的频率补偿方法只是 对星座点进行了相位旋转，完全忽视了ICI带来抖动的影响，其补偿性能已无法满足高载 波数高调制水平的NG-DSL系统。因此，基于高信噪比的高子载波数、高调制水平的NG-DSL 环境下的新的采样频偏补偿技术有进一步深入研究的价值。
【发明内容】
[0008] 为了克服现有技术存在的不足，本发明提出了一种基于NG-DSL系统的采样频偏 补偿方法。它不仅仅是对接收解调后的信号直接进行相位补偿，而且还利用循环迭代的方 式削弱了ICI的影响，从而使补偿的效果更好。
[0009] 为了实现上述目的，本发明的技术方案为：
[0010] 一种基于NG-DSL系统的采样频偏补偿方法，包括如下步骤：
[0011] 步骤1 :根据估计出的采样频偏估计值:A/得到当前符号样值定时偏差估计值 G'，采用频域补偿方法对接收后的解调信号R = {Xl，x2,. . .，xj进行相位补偿，再进行星 座判决得到初次补偿的接收信号R2={x/，x2'，...，x n' };
[0012] 步骤2 :用初次补偿得到的接收信号R2去近似计算各子载波受到的ICI影响Qk，再 将R减去各个子载波的ICI影响Q k= {Q pQ2，…，Qn}，即削弱接收信号中的ICI干扰，然后 得到修正后的接收解调信号：
[0013]Rc= R-Q k= {x「Q" x2-Q2,? ? ?，xn_Qn}
[0014] 步骤3:对R。进行相位补偿，接着进行星座判决得到校正后的补偿信号：
[0015] R3={x /'，x2"，? ? ?，xn" };
[0016] 步骤4:当修正补偿起作用时，补偿后的信号相对初次补偿结果的误码率更低，将 私作为补偿结果放入步骤2和步骤3中再计算ICI，相位补偿后能得到更精确的补偿结果；
[0017] 步骤5:这样循环迭代A次，即A次循环迭代补偿后解调趋于稳定，将最后一次校 正后的补偿结果作为最终的解调信号艮。
[0018] 进一步地，所述步骤1中频域补偿方法是对接收端解调后的信号进行相位补偿；
[0019] 分析一个0FDM帧接收的情况，由于每个0FDM帧会包含多个0FDM符号，则需要研 究多符号情况下对系统性能的影响；
[0020] 设第一个0FDM符号的样值定时是准确的，并且考虑循环前缀的影响，则对于第m 个OFDM符号的k个采样点的采样时间为：t s= [(N+L) (m-l)+L+k] (TS+ATS)，其中L为循 环前缀的长度，Ts为发送端采样间隔，N为子载波个数，AT 3为收发两端间隔偏差；则对于 第m个符号而言，第k个采样点在本符号周期内对应的采样时刻为^ = [(N+L)(m-1)+L] 八1^〇>么1'；3)，其中[_(111-1)+1^1'；3为前面111-1个符号累计造成的样值定时起点偏 移；
[0021] 设发送端解调信号Xmik，定义采样频偏A f = A Ts/Ts，单位为ppm，则接收端第m个 符号的第k个采样信号为
[0022]
[0023] 对进行FFT变换，得到接收端解调值：
[0024]
[0025] 其中，R"a表示接收端解调信号，X ^表示发送端解调信号，A f表示采样频偏，N表 示循环前缀的长度，m表示0FDM符号的个数，k当前子载波序号，N表示子载波个数，n "表 示噪声影响，P表示子载波序号计数变量；
[0026] 根据⑵式可知，解调接收信号由Vn"、w2三部分组成，其中：
[0027]
[0028]
[0029] C4)
[0030] 在NG-DSL高信噪比系统，式（2)中第二项的噪声影响n "是可忽略不计的，则采 样频偏主要是由Wi部分的相位偏差和W2部分ICI抖动引起，频偏补偿忽略掉W 2部分ICI抖 动影响，直接对1部分进行相位补偿；此时有：
[0031]
[0032] 根据已知的估计采样频偏，计算各子载波的相位旋转量：
[0033]
[0034] 其中，表示理论相位偏差，k表示当前子载波的序号，m表示0FDM符号的个数， N表示子载波个数，L表示循环前缀的长度，A#表示采样频偏估计值；
[0035] 对接收信号进行相位旋转得到校正后的信号：
[0036] K：, =K,i,^cxp(-- jAc/〇n)
[0037] 进一步地，所述步骤1中采样频偏△f是指归一化采样频偏，定义归一化采样频 偏：
[0038] Af=ATs/Ts (8)
[0039] 其中，ATs为收发两端采样间隔偏差，Ts为发送端采样间隔，Af单位为ppm。
[0040] 进一步地，所述步骤1中符号样值定时偏差估计值G'计算公式为：
[0041] [(N+L)(m-\)+L]*AfC9
[0042] 其中，m为OFDM符号的个数，L为循环前缀的长度，N为子载波个数，Af为采样频 偏估计值。
[0043] 进一步地，所述步骤2中各子载波近似ICI的影响为：
[0044]
[0045] 其中，p表示子载波序号计数变量，k表示表示当前子载波序号，Xp表示解调后的 信号，V表示补偿后的解调信号，m为0FDM符号的个数，L为循环前缀的长度，N为子载波 个数，A/:为采样频偏估计值，G'为符号样值定时偏差估计值。
[0046] 进一步地，所述步骤4中修正补偿起作用需满足以下条件：当采样频偏A f估计精 度一定时，符号定时偏差G绝对值|G|彡0. 5,同时信道噪声SNR彡40dB，否则星座点的抖 动主要由于信道噪声引起，而不是ICI引起的。
[0047]与现有的技术相比，本发明有益的效果为：在补偿的过程中通过循环迭代方式对 解调信号的ICI抖动进行了削弱，从而使补偿效果更优。在采样频偏精度一定的情况下，新 方法在G较小（G < 0. 5)的情况下补偿性能比传统的频域方法提高3到4个数量级，其带 来的效果从图5所示的G = 0. 2时新旧方法补偿性能对比示意图中可以看出。
【附图说明】
[0048] 图1为不同G和A f引起的补偿偏差角示例图。
[0049] 图2为新补偿方法有效情况的示例图。
[0050] 图3为G = 0. 2时新旧方法补偿性能对比示例图。
[0051] 图4为G = 0. 35时新旧方法补偿性能对比示例图。
[0052] 图5为G = 0. 5时新旧方法补偿新能对比示例图。
[0053] 图6为新方法随样值起点偏差G变化的补偿性能情况示例图。
[0054] 图7为本发明新方法的流程图。
【具体实施方式】
[0055] 下面结合附图对本发明做进一步的描述，以便对本发明方法的技术特征及优点进 行更深入的诠释。但本发明的实施方式并不限于此。
[0056] 本发明方法的思想为：利用循环迭代的方式来削弱接收信号中ICI的影响从而提 高采样频偏补偿精度。具体实施过程如下：
[0057]由于采样频偏对接收端信号的影响是有累积作用的。假定接收端每次样值定时准 确，以定时准确的符号为第1个符号，则在下次定时之前的第m个0FDM符号的样值定时起 点偏移样值个数是：
[0058] G= [ (N+L) (m_l)+L] *Af(11)
[0059] 其中N为一个OFDM符号的子载波个数，L为循环前缀长度，m为距离最近一次样值 定时的符号数。
[0060] 显然，采样频偏影响的累积作用就是使第m个符号的样值定时起点偏移越来越严 重。因此要对采样频偏的影响进行补偿，就需要估计出当前符号的样值定时起点偏差G'和 采样频偏A/。此时对于接收端的当前信号的第k个子载波信号为
[0061]
[0062] 在NG-DSL这样的高信噪比系统，（2)式中第三项的噪声影响是可以忽略不计的。 根