接收的PM-QPSK的波特率的一半的奇数倍处的采样实例的采样信 号的定时同步装置、产生在采样实例处的接收的PM-QPSK的样本值的信号采样器、使用判 决引导自适应滤波方法从样本值估计所接收的符号的符号生成器（在判决引导自适应滤 波方法中，关于所接收符号的判决使用表示之前的判决的计算误差的反馈信号被迭代地改 进）、以及从所估计的接收符号中恢复在光信号中传输的数据位的数据恢复器。
[0064] 图11是在上面讨论的数据恢复程序期间处理数字信号的过程1100的流程图表 示。在1102处，使用进入信号的估计的或已知的波特率，之前描述的重新定时可被实施，以 在T/2的奇数倍处获得采样位置。在1104处，可应用上面描述的恒定模量算法。频偏补偿 可在1106处实施。载波相位估计可在1106处实施。上面描述的DD-LRD估计符号估计可 在1108处实施。基于在1108中获得的结果，可提供反馈到CM预收敛算法以完善CM步 骤。最后，在1110处，MLSE可被用于从9-QAM星座图中最终确定符号估计。除了上面描述 的算法，或替换上面描述的算法，可使用用于重新定时部分的诸如Gardner定时方法的其 它方法。
[0065] 本领域技术人员将认识到，公开了用于在强滤波出现时获得奈奎斯特带宽的用于 PM-QPSK信号的9-QAM数据恢复。在一些实施方案中，用于盲均衡的DD-LRD算法被用于 9-QAM恢复和ISI压缩。还将认识到，与传统的QPSK数据恢复技术相比较，所提出的技术在 强滤波下对于恢复9-QAM信号是稳健的。还将认识到，包括由在25GHz信道间隔的奈奎斯 特WDM中的WSS以112Gb/s频谱成形的PM-QPSK信号的实验显示了所公开技术的稳健性。 最终均衡信号被MLSD检测用于数据BER测量。与CMA加后置滤波器算法相比较，0. 5dB容 差以10 3的BER被改进。
[0066] 本领域技术人员将认识到，所公开的技术被应用于任何通信系统，并且尤其是光 通信系统，其中，接近奈奎斯特极限的带宽效率（及，电信号的带宽接近于1/2符号率而光 信号的带宽接近于符号率）可通过使用T/2定位样本恢复传输的符号来达到。
[0067] 9-QAM状信号生成、DSP算法以及实验建立的实例
[0068] 通过在QPSK信号上的频谱成形的9-QAM状信号生成的示例实施方案和实验建立 在图12中示出，其中，10x480Gb/s频谱成形的PDM-9-QAM信号被生成并在IOOGHz网格中 以超出7200km SMF-28和18R0ADM传输。在每个480Gb/s、100GHz网格超级奈奎斯特信道 中，具有50GHz载波间隔的两个子信道被使用，每一个承载240Gb/s。在发射机处，具有小 于IOOkHz线宽、50GHz间隔和14. 5dBm输出功率的20个外腔激光器（ECL)被分成两组，即 奇数子载波和偶数子载波。在复用四信道15Gb/s二进制信号后，两对60G波特二进制电 信号从电4:1多路复用器生成。每一个I/Q调制器（I/Q MOD)由具有字长为215-1的两个 60Gb/s伪随机二进制序列（PRBS)电信号驱动，且被用于调制奇数/偶数子载波。在所描 绘的实施方案中，使用了独立但同步的I和Q数据。每个路径的偏振复用经由偏振复用器 实现，偏振复用器由将信号拆分的偏振保持光耦合器（PM-OC)、提供超出100符号延迟的光 纤延迟线（DL1和DL2)、以及重新合并信号的偏振光束合并器（PBC)组成。奇数和偶数信 道被光谱滤波以实现9-QAM状星座图信号，并使用可编程波长选择开关（WSS)被组合，其为 50GHz固定网格和44GHz3dB带宽（BW)。所测量的50GHz网格WSS的通带传递函数在图12 中的小图表（a)中示出。50GHz网格WSS之前和之后的240Gb/s单个子信道信号的光谱在 图12中的小图表（b)中示出，其中，频谱成形信号占用了更窄的带宽。光谱成形之前和之 后，PDMQPSK信号至9-QAM状信号的星座图进化在图12中的小图表（c)和小图表（d)中示 出。
[0069] 然后，所生成的10x480Gb/s、IOOGHz网格信道信号被发射到再循环传输回路中， 再循环传输回路由传统SMF-28光纤的四个IOOkm跨距组成，平均损耗为21dB。如图12所 示，每个IOOkm跨距SMF后跟随着混合后置拉曼放大器和EDFA以补偿光纤损耗。开-关拉 曼增益是来自~1450nm栗浦的每跨距10dB。在回路中的4个IOOkm跨距SMF传输后，十 个480Gb/s信道中每个通过1x10、IOOGHz间隔的WSS，以仿真来自IOOGHz网格ROADM的滤 波影响。然后，奇数和偶数信道被发送至单独的WSS输出端口，用于最大滤波，并且在奇数 和偶数信道在3dB光耦合器中被组合之前，175个符号的相对延迟将它们去相关。来自WSS 通带的滤波被测量，94GHz的-3dB带宽，其在图12中的小图表（e)中示出。因此，十个信道 在400km距离的一个往返之后通过R0ADM，并且在7200km传输后总共通过18个R0ADM。图 12中的小图表（g)示出十个480Gb/s、100GHz网格信道的背靠背（b-t-b)光谱，其具有20 个从1549. 38至1556. 94nm的子信道。以这种方式，频谱成形的奈奎斯特9-QAM状信号在 更窄的带宽中被传输，这提供了对由RAODM引起的滤波影响的高得多的容差。在接收机处， 采用了具有〇. 9nm的3dB带宽的一个可调谐光学滤波器，以选择所期望的子信道。具有小 于IOOkHz线宽的ECL被用作本地振荡器（LO)。偏振分集90°混合用于偏振和相位分集相 干检测。采样和数字化（A/D)用80GSa/s采样率和30GHz电气带宽在数字范围内实现。
[0070] 图12中的小图表（f)示出了主DSP功能块。级联的、基于9-QAM的、高滤波容差 的三级均衡被用于偏振分用、稳健的滤波补偿和其它信道畸变缓解。首先，17抽头、T/2间 隔的CM均衡器被用于实施预均衡。该CM均衡器的输出被用于初始频域频偏估计和补 偿。然后，17抽头、T/2间隔的2x2均衡器作为基于DD-LRD算法的第二级均衡被用于偏振 解复用。载频和相位恢复在DD-LRD回路内实施。频偏也使用频域方法被估计和补偿。相 位恢复由判决引导盲相位搜索（BPS)方法在小相位变化范围内实现：初始相位由最后的符 号恢复，但是接着使用BPS在非线性分布式相位范围被完善。这样的两级算法可有效地缓 解循环相位滑动。相位恢复的信号然后被发送至第三级T间隔2x2均衡器，用于最终优化， 其基于判决引导最小均方差（DD-LMS)。最终DD-LMS均衡器具有113抽头的长度，其中，这 样的长滤波器是由于用于超级奈奎斯特信号和沿着链路的所有线性滤波影响的缓解的优 化的接收滤波器。在计算误码率（BER)之前，基于Viterbi算法的MLSE被用于符号解码和 检测，以消除ISI影响。总的误差在12xl0 6位上被统计。
[0071] 实验结果和讨论
[0072] 图13示出了信道6的240Gb/s子信道2在不同的频谱成形滤波器带宽下的作 为OSNR (0.1 nm分辨率）的函数的b-t-b BER结果。WSS的3dB带宽从44GHz被改变到 36. 6GHz。对于大于38. 8GHz的BW的微不足道的OSNR损失和小于IdB的损失由我们提出的 稳健的三级均衡流程观测。在1x10 2BER处的奈奎斯特WDM240Gb/s信道所要求的OSNR是 18dB/0. lnm，而对于480Gb/s信道为21dB/0. lnm。另外，我们还验证出所有其它信道展示的 类似的性能，除了侧信道具有〇. 5dB优势的OSNR容差。在具有或没有ROADM的72x100 kmSMF 上传输后的光谱各自在图14和图15中示出。清除滤波器收缩效果在IOOGHz网格信道上 被观测。通过将信号功率改变至每一个跨接纤维的7200km传输后的IOOGHz网格信道6的 平均BER性能在图16中示出，其中，9dBm的总输入功率提供最优BER性能。图17示出具 有和没有ROADM的信道6的所测量的BER与从2000km到8000km的变化范围的传输距离的 关系。在没有和具有18个ROADM的7200kmSMF传输后的所测量的BER分别是2. 2x10 2和 2. 5x10 2。显示出，用于这个超级奈奎斯特频谱成形9QAM状信号的三级均衡具有对由ROADM 引起的滤波器收缩影响的高容差。对于所有信道，在没有和具有ROADM的传输后的所测量 的BER在图18中示出（两个子信道的平均）。在7200km传输后，对于使用LDPC编码和分 层解码算法的20%软判决FEC，所有超级奈奎斯特WDM信道的BER比2. 7x10 2BER阈值低。 由基于滤波容差9-QAM的三级均衡处理的信道6的X和Y偏振中的接收信号的星座图也被 插入图18中。
[0073] 应理解，描述了用于超级奈奎斯特PDM QPSK信号的基于9QAM状星座图的高滤波 容差、三级均衡，其用于在IOOGHz网格上获得400Gb/s信道，以用于超长途光学到达。
[0074] 在一些实施方案中，例如，如上面所描述的，可通过使用包括数字滤波的第三级进 一步改进性能。在一些实施方案中，第三级滤波包括具有适当数目的滤波器抽头的判决引 导最小均方差（DDLMS)滤波器。如图19中所描绘的，抽头数（横坐标轴）可影响所获得的 结果的误码率（纵坐标轴）。根据可操作的目标，各种抽头数可用于不同的实施方案。例 如，20至150之间的抽头可用于获得0. 004