= (L0+D)-(L0+S0)，即泄漏信号下混频到了对应于D-S0的频率。因此，当泄漏信号分量叠加到基带信号102上时，在正好相同的频率处提供所述泄漏信号分量112和补偿信号118，这样可以对不需要的泄漏信号分量112进行高效和高质量的补偿。
[0025]根据一些示例，对泄漏信号分量112的补偿是在数字域中实现的。为此，一些实施例包括数字化基带信号114的主模数转换器，以及数字化补偿信号118的辅助模数转换器，以便该补偿器操作在基带信号和补偿信号数字化表现之上。
[0026]根据一些实施例，所述补偿器110包括均衡器，以匹配基带信号114和补偿信号118，并且包括加法器，其配置成从基带信号中减去匹配的补偿信号，以补偿基带信号中的泄漏信号分量。均衡器用来调整基带信号114和补偿信号118之间的相位不匹配和幅度不匹配，所述不匹配是由用于处理基带信号114和补偿信号118的组件的个别转移函数造成的。
[0027]根据一些示例，所述接收器支持载波聚合操作模式，即同时接收对应于第一本地振荡器频率的第一接收信号以及对应于另外的本地振荡器频率的另外的接收信号的信息。为此，接收器还可以包括另一个混频器，配置成使用另一个本地振荡器信号将接收信号下混频为基带信号。
[0028]根据一些示例，分离的泄漏信号分量112还用于补偿在由混频器的泄漏信号分量112引入的二阶互调误差。为此，一些实施例还可选择地包括包络检测器，配置成检测补偿信号的包络，以及包络校正器，配置成减少基带信号114中补偿信号包络的贡献。
[0029]图2示出一个接收器200的特定示例，其可以用于减少基带信号中泄漏信号分量112的贡献。以下假设图2所示接收器是支持载波模式聚合系统中收发器的一部分，以便泄漏信号分量112与泄漏到接收器的已调发送信号TX相关。本地振荡器信号116的不需要分量218对应于在接收器中使用以允许接收器支持载波聚合的另一个本地振荡器信号的串扰。本地振荡器信号116的不需要分量218也表示为以连续波毛刺(CW毛刺)。
[0030]在图2的示例中，在由混频器206使用本地振荡器信号116进行处理接收信号102之前，为具有来自泄漏信号分量112和不需要的信号分量202贡献的接收信号102提供低噪声放大器230，其中泄漏信号分量112是由于发射信号泄漏产生的，不需要的信号分量202是由接收器设备200产生的，该本地振荡器信号116具有在本地振荡器频率216处的信号分量，和由于另一个本地振荡器信号的连续波毛刺的泄漏或串扰产生的不需要的信号分量 218。
[0031]出于以下考虑，双工距离D表示发射信号频率和本机振荡器频率(所需接收载波频率)之间的差值。另外，所述毛刺偏移S0表示本地振荡器信号116的不需要分量(毛刺)218的频率和本地振荡器频率216之间的差值。
[0032]当不需要的信号分量218与泄漏信号分量112混频，下混频结果驻留在频率D -S0。在混频器206后，泄漏信号分量112也下混频到频率D，如图2所示。在混频器206之后的高通滤波器240a和低通滤波器240b可以作为分离器240，以将接收信号102的泄漏信号分量从基带信号114中分离出来，基带信号114具有叠加在其上的泄漏信号分量112，其是由于与本机振荡器信号116的不需要的信号分量218混频产生的。在如图2所示的例子中，分离器240还包括一个低通滤波器240b，其将基带信号从泄漏信号分量112的下混频中在双工距离D分离出来。
[0033]在分离器240之后，基带信号114具有叠加在其上的不希望的泄漏信号分量，其能够被高通滤波器240a分离出来进行下一步处理以补偿在基带信号114中的泄漏信号分量112。在高通滤波器240a之后，泄露信号分量112驻留在对应于双工距离D的频率处。
[0034]在图2所示的示例中，进一步的处理是在数字域中进行的。该接收器200包括数字化基带信号114的主模数转换器242，以及数字化由分离器240提供的泄漏信号分量112的辅助模数转换器244。
[0035]辅助混频电路108使用等于2D - S0的振荡器频率来下混频泄漏信号分量112，以便在所述不希望的泄漏信号分量驻留在基带信号114中的频率D - S0处提供补偿信号118。
[0036]在由均衡器250a执行适当的幅度和相位调整后，由加法器250b从基带信号114中减去补偿信号118从而提供基带信号220的表示，该基带信号比在混频器206之后的基带信号114具有更好的信号特性和更好的信噪比。
[0037]在基带信号114和补偿信号118相减之前，即在减少基带信号中泄漏信号分量的贡献之前，均衡器250a可以调节或校正基带信号和补偿信号的相位和幅度。当基带信号114和补偿信号118的信号路径中的模数转换器242和244以及其他可能的信号处理单元具有不同的传输函数或类似者时，需要进行幅度和相位的调整或匹配。均衡器250a的特性可以是基于接收器200内相关部件的传输函数的先验知识，或者可以根据接收器200相关部件振幅和相位的监测进行调整。
[0038]换句话说，本公开的一些示例在该接收信号混频器后接收已调制的泄漏发射信号，并且将该信号转换成数字域。转换的泄漏发射信号被数字化地下混频，并且用于消除调制毛刺的影响，即减少基带信号上泄漏信号分量的贡献。这可以用来部分地补偿由于本地振荡器侧连续波毛刺所导致的影响，其中将连续波毛刺与一个降低接收信号的信噪比的已调制的发射信号进行下混频。例如，在接收信号载波聚合模式下当乱真(spur1us)或毛刺是由于其他本地振荡器信号引起的，会出现上述问题。一些示例使用泄露发射信号本身，而不是它的一个估计信号。使用泄漏信号本身可能具有的优点是，它是由于功率放大器和双工器的所有非线性导致的。例如，它可以节省估计这些效果和在接收器调制泄露信号的复杂度。该已调制的毛刺消除可以避免调制发射信号泄漏到接收器，其可能表示接收信号信噪比的一个主要问题。在接收器输入端使用的双工滤波器可以显著抑制发送信号本身。但是，使用多个时钟支持载波聚合模式时，在L0侧的CW毛刺可能会产生接近双工频率的频率。这种毛刺可以与泄漏到接收器的发射信号相混合，并且其结果在所需的基带频率接收。可以具有关于频率和发送侧发送信号性质的信息。然而，该发射信号很大程度上受到功率放大器和双工器的隔离传输函数的非线性的影响。因此，当所述接收的泄漏发射信号在接收器侧被分离或接收时，可以增强信噪比，然后用以消除基带中的不需要的已调毛刺效应。换句话说，发射信号的接收和消除可以被概括为四个步骤。第一步骤，发射信号从接收信号中分离。第二步骤，发射信号通过一个转换器被数字化，这在双工频率处给予了足够的信噪比。第三步骤，发射信号被数字化地下混频。第四步骤，调整该信号的相位和振幅，然后已调整的信号最终用于消除主路径中的不需要的发射信号。
[0039]用于分离泄漏信号分量的分离器可以使用低通滤波器和高通滤波器的组合，例如，如图2和图4所示。另一种方法是在用于数字化基带信号的模数转化器的第一积分器之后分离发射和接收信号。根据另一个实施例，可以使用分离器的其他实现方式，其能够从基带信号中分离泄漏信号分量。数字化使用第二 ADC，即辅助ADC。该ADC可以是高带宽的ADC，以便使发射信号在双工距离处具有良好的信噪比，即在较高的频率处，例如，几兆赫到几十兆赫兹或者更高。当发射信号具有较高的幅度时，一个高分辨率ADC对于泄漏信号分量的数字化来说是一个合适的选择。
[0040]下混频可以使用数字时钟频率来实现。时钟频率应调整为2倍双工距离和接收频率的毛刺偏移之间的差值。
[0041]同时使用主、辅路径传输函数的先验知识，可以通过均衡器调整所述幅度和相位差值。最后，在辅路径中产生的发射信号可以被用来消除主路径上的不需要的发射信号毛刺。为此，主信号路径应该指示为处理基带信号的信号路径，而辅信号路径应该指示为处理补偿信号的信号路径。
[0042]图3示出了关于接收器260另一个示例，该示例由于生成补偿信号118，而与图2的示例不同。因此，图3的下述简短描述着重于与图1的区别以避免过多的描述。如图3所示，补偿信号118是由辅助混频电路108提供，该辅助混频电路108包括辅助混频器122和频移器126。该辅助混频器122配置成使用所述发射频率将接收信号102下混频为中间信号124。该频移器126配置成通过将数字化的中间信号124移位到基带信号114的泄漏信号分量的位置，即频率D-S0，从而提供补偿信号118。在图3的示例中，分离器104可以作为一个节点将接收信号102拆分到具有混频器206的主信号路径以及具有辅助混频电路108的辅信号路径。
[0043]图4示出接收器的另一个示例，其基于图2示例的基本结构，并且用于补偿来自泄漏发射信号分量的二阶互调效应。
[0044]所述操作的基本模式类似于图2接收器的操作模式，因此下述简短描述着重于与图2的区别。
[0045]二阶互调效应是由例如混频器206的非线性引起的，该混频器的非线性产生与泄漏信号分量112缓慢变化的包络成正比例的二阶互调失真的低频部分。当泄漏信号分量112或泄漏发射信号是已知的或分离的，因此，它也可以用于消除二阶互调失真或效应。同时，恢复发射信号或泄漏信号分量112的基本处理是类似的，发射信号的包络被处理以补偿由泄漏发射信号造成的二阶互调失真。因此，图4所述的示例包括包络检测器310，配置成检测补偿信号118的包