用于将接收到的光强信号通过光电转换器转换 为电信号;所述光电转换器为光电二极管(PD);
[0091] -放大滤波模块，用于对经过光电转换后的电域信号进行放大和滤波，使其信号幅 度处于后接模拟/数字转换模块的工作区间，同时滤除直流分量以及带外噪声；
[0092] -模拟/数字转换模块，用于将放大滤波后的模拟电信号进行模拟/数字转换，生成 数字电域信号，便于接收机处理；
[0093] -分析滤波器组处理模块(请参考图1和图5)，用于对数字电域信号进行分析滤波 器组处理，将一路多载波信号重新分解为多路并行传输的符号流;所述分析滤波器组选择 采用前述具有完全重构性质的M(M=16,对应地，下采样因子P=16)通道余弦调制滤波器组 中的分析滤波器组;所述分析滤波器组中的第m个，m= 1，2，…，M，子带分析滤波器的系数表 达式为：
[0095] 其中，Nf = 128，hP(n)取值如图7所示;1^(11)，111=1，2，'"，1，的频域幅度响应与匕 (n)，m=l，2，'"，M，的频域幅度响应相同，可参考图8。
[0096] -均衡模块:用于对分析滤波器组输出的多路并行符号流的每一路进行均衡操作， 消除信道畸变对信号产生的影响；均衡采用基于迫零(ZF，Zero Forcing)准则的单抽头均 衡器，取值为各子带中心频点所对应的信道频域响应的逆；
[0097] -数字基带后处理模块(请参考图1和图6)，用于对经过均衡的多路并行符号流进 行后处理，恢复出原来的一路信息比特流;具体包括:并串转换模块，用于将分析滤波器组 输出的多路并行低速符号流进行并串转换，形成一路高速的符号流;符号判决模块，用于对 输入的高速符号流进行符号判决，输出经过判决的4进制脉冲幅度调制符号流;解调模块， 用于对判决后的脉冲幅度调制符号流进行解调，即解星座图映射，从而将调制符号流解调 为对应的比特流；
[0098] -缓存与接口模块，用于缓存信息比特流并发送给外部目标应用；
[0099] 基于上述可见光通信系统，本发明还提供了一种基于直流偏置的滤波器组多载波 可见光通信方法(请参考图2)，具体包括：
[0100] S1、从外部应用接收待传输的信息比特流；
[0101] S2、将待传输的信息比特流进行数字预处理，包括4进制脉冲幅度调制和串并转 换，生成M= 16路并行的调制符号流；
[0102] S3、将调制符号流进行综合滤波器组处理，生成滤波器组多载波数字信号;所述综 合滤波器组采用具有完全重构性质的16通道余弦调制滤波器组中的综合滤波器组，滤波器 长度为128;
[0103] S4、将数字信号进行数字/模拟转换，生成模拟电信号；
[0104] S5、对模拟电信号附加直流偏置并驱动光源发光；附加直流偏置大小为偏置前信 号标准差的k倍，k取值为3.5;
[0105] S6、用光电转换器将接收到的光信号转换为模拟电信号；
[0106] S7、对模拟电信号进行放大和滤波，滤除直流分量；
[0107] S8、对模拟电信号进行模拟/数字转换，生成数字信号；
[0108] S9、对数字信号进行分析滤波器组处理，生成多路并行符号流;所述分析滤波器组 采用具有完全重构性质的16通道余弦调制滤波器组中的分析滤波器组，滤波器长度为128;
[0109] S10、对多路并行符号流的每一路进行均衡处理，消除信道畸变影响；均衡器系数 采用基于迫零准则的单抽头均衡器，系数为各子带中心点对应信道频域响应的逆；
[0110] S11、对经过均衡的多路并行符号流进行数字后处理，包括并串转换、符号判决和 解调，恢复出原始信息比特流；
[0111] S12、将恢复出的信息比特流发送给目标应用。
[0112] 本发明的上述实施例中，通过结合使用脉冲幅度调制和余弦调制滤波器组，使得 发送信号满足实数值的要求;通过使用直流偏置，使得发送信号进一步满足正数值得要求， 从而成功地将滤波器组多载波技术应用于IM/DD方式的可见光通信系统中；相比于现有的 基于0FDM多载波的可见光通信系统，所提出的基于直流偏置的滤波器组多载波可见光通信 系统及方法具有无需附加CP、支持子带间异步传输的优点，具体量化比较结果请参考图10-图13〇
[0113] 图10比较了在上述实施例中，在高斯白噪声信道和同步传输模式下，所提出的基 于直流偏置的滤波器组多载波可见光通信系统与现有DC0-0FDM多载波可见光通信系统的 误比特率随比特信噪比（Eb/No)变化的仿真曲线。其中，为了比较的公平性，D⑶-(FDM的直 流偏置取值也为偏置前信号标准差的k = 3.5倍，且调制方式为42 = 16进制正交幅度调制 (16-QAM，16-Quadrature Amplitude Modulation)，子载波数目N = 2M=32(所选调制方式 和子载波数目保证了 ：DC〇-〇FDM与所提系统占用同样的频带、采用同样的比特发送速率）， CP长度为G = 8。图10结果表明，所提基于直流偏置的滤波器组多载波可见光通信系统的误 比特率性能优于DC0-0FDM系统，该优势是由于所提滤波器组多载波可见光通信系统无需附 加CP，节省的发送功率可以用于增强有效信息传输的可靠性。
[0114] 图11比较了在上述实施例中，在多径信道和同步传输模式下，所提出的基于直流 偏置的滤波器组多载波可见光通信系统与现有DC0-0FDM多载波可见光通信系统的误比特 率随比特信噪比（Eb/No)变化的仿真曲线。其中，为了比较的公平性，DC〇-(FDM的直流偏置 取值也为偏置前信号标准差的k = 3.5倍，且调制方式为42 = 16进制正交幅度调制（16-QAM， 16-Quadrature Amplitude Modulation)，子载波数目N=2M=32(所选调制方式和子载波 数目保证了：DC0-0FDM与所提系统占用同样的频带、采用同样的比特发送速率），CP长度为G =8。归一化的信道冲激响应系数为：[0.8945,0.3902,0.1859,0.0951,0.0516,0.0294， 0.0174,0.0107]。图11结果表明，所提基于直流偏置的滤波器组多载波可见光通信系统的 误比特率性能优于DC0-0FDM系统，该优势是由于所提滤波器组多载波可见光通信系统无需 附加CP，节省的发送功率可以用于增强有效信息传输的可靠性。
[0115] 图12比较了在上述实施例中，在高斯白噪声信道和异步传输模式下，所提出的基 于直流偏置的滤波器组多载波可见光通信系统与现有DC0-0FDM多载波可见光通信系统的 误比特率随比特信噪比（Eb/No)变化的仿真曲线。其中，为了比较的公平性，D⑶-(FDM的直 流偏置取值也为偏置前信号标准差的k = 3.5倍，且调制方式为42 = 16进制正交幅度调制 (16-QAM，16-Quadrature Amplitude Modulation)，子载波数目N = 2M=32(所选调制方式 和子载波数目保证了 ：DC〇-〇FDM与所提系统占用同样的频带、采用同样的比特发送速率）， CP长度为G = 8。异步模式下，假设有两个用户，分别占用前一半的子带(对于所提系统)或子 载波(对于DC0-0FDM)和后一半的子带或子载波，两段频带之间使用一个空子载波进行隔离 保护(本实施例采用第二个用户的第1个子带作为隔离保护子带），此外，这两个用户发送的 数据块间允许有1个样值符号以内的定时偏差，并假设该定时偏差以相同的概率随机取值 为_1，〇(即无偏差，等价于同步传输模式），和1个样值符号周期。图12结果表明，所提基于直 流偏置的滤波器组多载波可见光通信系统的误比特率性能优于DC0-0FDM系统，该优势一方 面是由于所提滤波器组多载波可见光通信系统无需附加CP，节省的发送功率可以用于增强 有效信息传输的可靠性，更重要的一方面是由于所提系统支持异步传输模式，而DC0-0FDM 不能很好地支持异步模式。
[0116] 图13比较了在上述实施例中，在多径信道和异步传输模式下，所提出的基于直流 偏置的滤波器组多载波可见光通信系统与现有DC0-0FDM多载波可见光通信系统的误比特 率随比特信噪比（Eb/No)变化的仿真曲线。其中，为了比较的公平性，DC〇-(FDM的直流偏置 取值也为偏置前信号标准差的k = 3.5倍，且调制方式为42 = 16进制正交幅度调制（16-QAM， 16-Quadrature Amplitude Modulation)，子载波数目N=2M=32(所选调制方式和子载波 数目保证了：DC0-0FDM与所提系统占用同样的频带、采用同样的比特发送速率），CP长度为G =8。归一化的信道冲激响应系数为：[0.8945,0.3902,0.1859,0.0951,0.0516,0.0294， 0.0174,0.0107]。异步模式下，假设有两个用户，分别占用前一半的子带(对于所提系统)或 子载波(对于DCO-OFDM)和后一半的子带或子载波，两段频带之间使用一个空子载波进行隔 离保护