专利名称：发光元件的控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种对发光元件进行控制的控制电路。
背景技术：
近年来，从节能等的观点出发，发光二极管(LED)代替白炽灯作为照明用的发光元件正在普及。图7是谋求改善功率因数的以往的发光元件的控制电路200的电路图。控制电路200构成为包括整流电路50、基准电压产生电路51、 比较器52、RS触发器53、扼流线圈54、再生二极管55、开关元件56、电流检测用的电阻R0。在向整流电路50的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路50对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED 60的阳极。LED60的阴极经由扼流线圈54、开关元件56以及电阻RO接地。电阻RO的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器52的非反转输入端子⑴。另一方面，基准电压产生电路51将电阻Rl、R2串联连接在整流电路50的输出端子与接地之间，将通过整流电路50进行全波整流得到的整流电压Vrc进行分压来产生基准电压Vref。基准电压Vref输入到比较器52的反转输入端子(-)。图8表示AC输入电压Vin、整流电压Vrc以及基准电压Vref的波形。比较器52将比较电压Vcmp与基准电压Vref进行比较。比较器52的比较输出电压Vcout在比较电压Vcmp大于基准电压Vref的情况下为高(H)电平,在比较电压Vcmp小于基准电压Vref的情况下为低(L)电平。比较输出电压Vcout输入到RS触发器53的复位端子R。向RS触发器53的置位端子S输入固定周期的触发脉冲Vtr。RS触发器53从其输出端子Q输出触发器输出电压Vfout。该触发器输出电压Vfout施加到由N沟道型MOS晶体管构成的开关元件56的栅极。RS触发器53如图9所示那样根据触发脉冲Vtr被置位，并根据比较器52的比较输出电压Vcout被复位。在RS触发器53根据触发脉冲Vtr被置位时，触发器输出电压Vfout成为高电平，开关元件56接通。于是，电流经由扼流线圈53、开关元件56以及电阻RO流经LED 60, LED60点亮。此时，电流流经电阻RO的结果是，作为电阻RO的端子电压的比较电压Vcmp上升。而且，当比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref时，比较输出电压Vcout成为高电平，RS触发器53被复位。在该情况下，由于扼流线圈54的电流变动与扼流线圈54两端的电位差成正比，所以从开关元件56接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止需要一定的时间。在RS触发器53被复位时，触发器输出电压Vfout成为低电平，开关元件56断开。由此，经由开关元件56流经LED 60的电流被切断。在开关元件56断开时，电流不流经电阻RO，因此比较电压Vcmp下降。而且，当比较电压Vcmp小于基准电压Vref小，比较器52的比较输出电压Vcout恢复为低电平。 这样，控制电路200对流经LED 60的电流进行控制，能够控制LED 60的平均发光强度。另外，在开关元件56断开时，使蓄积在扼流线圈54中的能量再生到LED 60的再生二极管55与LED 60及扼流线圈54并联连接。在专利文献I中记载了这种发光元件的控制电路。专利文献I :日本特开2010-245421号公报·
发明内容
发明要解决的问题但是，家庭用的交流电源的电压根据每个地区、国家而不同，例如在100V 200V的范围内变动。因此，在以往的控制电路200中，存在以下的问题如图10所示，在交流的输入电压Vin的振幅例如从100V增大到200V时，基准电压Vref的振幅也与之对应地增大，导致流经LED 60的电流增加。S卩，基准电压Vref是将对交流的输入电压Vin进行全波整流得到的整流电压Vrc分压后的电压，因此，在交流的输入电压Vin的振幅增大时，与之对应地，基准电压Vref的振幅(峰值电压)也增大。于是，从开关元件56接通起到比较电压Vcmp变得大于基准电压Vref为止的时间变长。因此，从通过触发脉冲Vtr对RS触发器53进行置位起到通过比较器52的比较输出电压Vcout进行复位为止的时间也变长，与此相应地，电流经由开关元件56流经LED 60的时间会延长(参照图9的虚线的触发器输出电压Vfout以及比较输出电压Vcout)。用于解决问题的方案本发明是一种发光元件的控制电路，其特征在于，具备整流电路，其对交流电压进行整流；开关元件；基准电压产生电路，其产生基准电压；第一比较器，其将比较电压与上述基准电压进行比较，该比较电压是与对上述发光元件施加通过上述整流电路整流得到的整流电压而流经上述发光元件的电流相对应的电压；以及触发器，其输出根据触发脉冲被置位并且根据上述第一比较器的比较结果被复位的输出电压，根据该输出电压对上述开关元件的接通和断开进行控制，其中，上述基准电压产生电路构成为在上述交流电压的振幅变动时，抑制上述基准电压的振幅的变动。发明效果根据本发明的发光元件的控制电路，在交流的输入电压的振幅变动时，抑制基准电压的振幅的变动，因此能够减小流经发光元件的电流的变动量，并且能够改善功率因数。
图I是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路的电路图。图2是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。图3是本发明的第二实施方式的发光元件的控制电路的电路图。图4是本发明的第三实施方式的发光元件的控制电路的电路图。图5是本发明的第四实施方式的发光元件的控制电路的电路图。图6是本发明的第五实施方式的发光元件的控制电路的电路图。
图7是现有例的发光元件的控制电路的电路图。图8是现有例的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。图9是说明现有例的发光元件的控制电路的动作的时序图。图10是现有例的发光元件的控制电路的基准电压等的波形图。图11是表示调光器(双向可控硅)的占空比、第一电压Vf第三电压V3的关系的图。图12是本发明的第六实施方式的发光元件的控制电路的电路图。图13是本发明的第六实施方式的发光元件的控制电路的动作波形图。·
附图标记说明10 :整流电路；11 :比较器；12 :RS触发器；13 :扼流线圈；14 :再生二极管；15 :开关元件；20、30 :基准电压产生电路；40 :绝缘变压器；90 :除法电路；91 :占空比检测电路；92 :比较器；93 :乘法电路;100A、100B、100C、100D、100E、100F :发光元件的控制电路。
具体实施例方式〈〈第一实施方式》图I是本发明的第一实施方式的发光元件的控制电路100A的电路图。控制电路100A构成为包括整流电路10、基准电压产生电路20、比较器11、RS触发器12、扼流线圈13、再生二极管14、开关元件15、电流检测用的电阻R0。在向整流电路10的输入端子供给交流(AC)的输入电压Vin时，通过整流电路10对输入电压Vin进行全波整流。进行全波整流得到的整流电压Vrc作为驱动电压供给到LED60的阳极。LED60的阴极经由串联连接的扼流线圈13、开关元件15以及电阻RO接地。在该情况下，来自LED 60的电流流经开关元件15、电阻R0，通过电阻RO的端子电压来检测该电流。电阻RO的端子电压作为比较电压Vcmp输入到比较器11的非反转输入端子⑴。控制电路100A与图7的以往的控制电路200相比，不同之处在于产生基准电压Vref的基准电压产生电路20的结构。基准电压产生电路20对全波整流得到的整流电压Vrc进行分压来生成第一电压VI，另一方面，对整流电压Vrc进行分压以及平滑化(积分)来生成第二电压V2。而且，通过减法电路产生与第一电压Vl和第二电压V2的差对应的电压作为基准电压Vref。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。基准电压产生电路20的具体结构如下。第一分压电路由串联连接在输出整流电路10的整流电压Vrc的输出端子与接地之间的第一电阻Rl和第二电阻R2构成。从第一电阻Rl与第二电阻R2的连接节点得到第一电压VI。第一电压Vl是对整流电压Vrc进行分压得到的电压，用式I表示。[式I]Vl = Pm. sin cot · -----
11 + 12RU R2分别是第一电阻Rl和第二电阻R2的电阻值。Vm是整流电压Vrc的振幅，ω是交流的输入电压Vin的角频率，t是时间。第一电压Vl在Sincot=I时为峰值电压Vp。用式2表不峰值电压Vp。
[式2]
权利要求
1.一种发光元件的控制电路，其特征在于，具备 整流电路，其对交流电压进行整流； 开关元件； 基准电压产生电路，其产生基准电压； 第一比较器，其将比较电压与上述基准电压进行比较，该比较电压是与对上述发光元件施加通过上述整流电路整流得到的整流电压而流经上述发光元件的电流相对应的电压；以及 触发器，其输出根据触发脉冲被置位并且根据上述第一比较器的比较结果被复位的输出电压，根据该输出电压对上述开关元件的接通和断开进行控制， 其中，上述基准电压产生电路构成为在上述交流电压的振幅变动时，抑制上述基准电压的振幅的变动。
2.根据权利要求I所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述基准电压广生电路具备 第一检测电路，其检测上述整流电压来生成第一电压； 第二检测电路，其对由上述整流电路整流得到的上述整流电压进行直流化并进行检测，来生成第二电压；以及 减法电路，其将上述第一电压和上述第二电压相减来获得上述基准电压。
3.根据权利要求2所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述第一检测电路具备串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第一电阻和第二电阻，从该第一电阻与该第二电阻的连接节点输出上述第一电压， 上述第二检测电路具备按顺序串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的齐纳二极管、第三电阻以及第四电阻；以及连接在该第三电阻和该第四电阻的连接节点与接地之间的平滑电容器，其中，从该第三电阻与该第四电阻的连接节点输出上述第二电压， 上述减法电路由对上述第一电压与上述第二电压的差进行放大的差动放大电路构成。
4.根据权利要求I所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述基准电压广生电路具备 第一检测电路，其检测上述整流电压来生成第一电压； 第二检测电路，其对上述整流电压进行直流化并进行检测，来生成第二电压；以及 除法电路，其将上述第一电压除以上述第二电压来获得上述基准电压。
5.根据权利要求4所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述第一检测电路具备串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第一电阻和第二电阻，从该第一电阻与该第二电阻的连接节点输出上述第一电压， 上述第二检测电路具备按顺序串联连接在上述整流电路的输出端子与接地之间的第三电阻和第四电阻；以及连接在该第三电阻和该第四电阻的连接节点与接地之间的平滑电容器，其中，从该第三电阻和该第四电阻的连接节点输出上述第二电压， 上述除法电路具备 第一运算放大器，该第一运算放大器的非反转输入端子接地，该第一运算放大器的反转输入端子经由第一 MOS晶体管被输入上述第一电压,在该第一运算放大器的输出端子与上述反转输入端子之间连接有反馈电阻；第二运算放大器，该第二运算放大器的非反转输入端子接地，该第二运算放大器的反转输入端子经由第二 MOS晶体管被输入上述第二电压，该第二运算放大器的输出端子与上述第一 MOS晶体管及上述第二 MOS晶体管的栅极相连接；以及 串联连接在上述第二运算放大器的上述反转输入端子与接地之间的电阻和恒压源。
6.根据权利要求I所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述基准电压广生电路具备 第一检测电路，其检测上述整流电压； 第二检测电路，其对上述整流电压进行直流化并进行检测； 第一转换电路，其将由上述第一检测电路检测出的检测值转换为与之成正比的第一电流； 第二转换电路，其将由上述第二检测电路检测出的检测值转换为与之成正比的第二电流； 除法电路，其生成与将上述第一电流除以上述第二电流得到的值对应的输出电流；以及 电流电压转换电路，其将上述输出电流转换为上述基准电压。
7.根据权利要求I所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流， 上述基准电压广生电路具备 第一检测电路，其检测由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压来输出第一检测值； 第二检测电路，其对由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压进行直流化并进行检测，来输出第二检测值； 除法电路，其输出与将上述第一检测值除以上述第二检测值得到的值对应的电压； 占空比检测电路，其检测与上述调光器的占空比对应的电压；以及乘法电路，其将上述除法电路的输出电压和上述占空比检测电路检测到的电压相乘，产 生上述基准电压。
8.根据权利要求7所述的发光元件的控制电路，其特征在于， 上述占空比检测电路具备 第二比较器，其将由上述整流电路对通过调光器控制了导通角的交流电压进行整流得到的整流电压与规定电压进行比较；以及 积分器，其对上述第二比较器的输出电压进行直流化。
全文摘要
提供一种发光元件的控制电路，其在通过整流电路整流得到的电压的振幅进行变动时，进行控制以减小流经发光元件的电流的变动量。基准电压产生电路(20)检测全波整流后的整流电压Vrc来生成第一电压V1，另一方面，对整流电压Vrc进行直流化来生成第二电压V2。而且，通过减法电路或除法电路，产生与第一电压V1和第二电压V2之间的差相对应的电压作为基准电压Vref。由此，在由于从交流电源供给的交流的输入电压Vin的变动而整流电压Vrc的振幅变动时，能够抑制基准电压Vref的振幅的变动。
文档编号H05B37/02GK102958246SQ201210287549
公开日2013年3月6日 申请日期2012年8月13日 优先权日2011年8月11日
发明者小岛弘幸, 冈田宪明, 斋藤和彦, 河井周平, 徐峰 申请人:半导体元件工业有限责任公司