电力变换装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力变换装置。
【背景技术】
[0002] 作为以往的记载了电力变换控制的文献，存在例如专利文献1。在该专利文献1 中，在切换逆变器的控制模式时发生的各种问题、具体而言转换（switching)频率变得不 连续并与其相伴地发生的磁噪音的音色变化成为刺耳的点、在电动机的发生转矩中产生变 动的点等作为问题点而被提出，并且未记载解决这些问题点的技术。
[0003] 另外，除了该专利文献1以外，下述专利文献2~4以及非专利文献1、2也是与电 力变换控制有关的公知文献，关于这些文献，根据需要在后述的实施方式中适当提及。
[0004] 专利文献1 :日本专利第3700019号公报
[0005] 专利文献2 :日本特公平5-64036号公报
[0006] 专利文献3 :日本专利第2654118号公报
[0007] 专利文献4 :日本专利第3812290号公报
[0008] 专利文献5 :日本特开昭58-86874号公报
[0009] 专利文献6 :日本专利第2566021号公报
[0010] 非专利文献1 :杉本英彦編著「AC寸一求システΛ?理論t設計①実際」総合電子 出版社1990年（杉本英彦编著《AC伺服系统的理论与设计的实际》综合电子出版社1990 年）
[0011] 非专利文献2 :社団法人電気学会編「半導体電力变換回路」才一Λ社（社团法人 电气学会编《半导体电力变换电路》Ohmsha公司）
【发明内容】
[0012] 在电力变换装置中，在电力变换控制是过调制状态的情况下，存在不发生调制波 和载波的交叉的区间。在上述专利文献1中，将该区间定义为"宽幅脉冲"，将发生调制波和 载波的交叉的区间定义为"等间隔脉冲"。在该专利文献1中，在调制波零交叉的附近处PWM 输出的脉冲波形成为"等间隔"是因为基于非同步PWM。如在该专利文献1的段落"0012" 中记载那样，"在非同步PWM中，输出电压的基波一周期中包含的各个电压脉冲的宽度针对 每个周期不同，如果在过调制模式下随着输出电压接近100%，输出电压基波的零交叉附近 的脉冲数减少，则该影响变显著而在输出电压的正负之间产生失衡，在逆变器的负载电流 中发生跳动现象"。因此，在该专利文献1中，通过研究"转移电压"、"转移相位"，进行对过 渡性的电流、转矩的变动进行抑制的控制。
[0013] 但是，由于基于非同步PWM，所以"等间隔脉冲"的脉冲数还如该文献的（式3)式 所示，与非同步的载波频率Fc成比例，与基波频率Fi成反比例，与调制系数（调制波的振 幅）A成反比例。特别是，在过调制域中，相对于输出电压指令值Ε*的增减率，调制系数A 的操作变化更大地变化，所以平均脉冲数的增减变动变大，"等间隔脉冲"期间的脉冲数变 动变大。
[0014] 因此，由于使用的应用中的基波频率Fi、非同步载波频率Fe的制约（电力变换器 的发生损耗以及冷却性能），在该文献的（式2)式中定义的、调制系数A与输出电压指令 E*之间的关系式未被未保存，而存在发生电压振幅的控制误差、跳动从而在逆变器输出电 流中发生急剧变动以及脉动这样的问题。
[0015] 本发明是鉴于上述而完成的，其目的在于得到一种能够一边抑制逆变器输出电流 的急剧变动以及脉动、一边在宽的电压操作范围内进行稳定的负载的运转的电力变换装 置。
[0016] 为了解决上述课题并达到目的，本发明提供一种电力变换装置，其特征在于，具 备：逆变器电路，将直流电压变换为多相的交流电压而输出；以及转换信号生成部，根据交 流电压输出振幅指令值和交流电压输出相位角指令值来计算用于驱动所述逆变器电路的 选通信号，并输出到所述逆变器电路，在所述转换信号生成部中，在交流电压输出指令的1 个周期中，在以成为上侧电位的第1相位角（Θ1)为中心的第1期间（Xl)中，为了始终输 出所述逆变器电路的直流输入正侧端子电压值而使选通信号固定，在以成为下侧电位的第 2相位角（Θ2:Θ2>Θ1)为中心的第2期间（X2)中，为了始终输出所述逆变器电路的直流 输入负侧端子电压值而使选通信号固定，并生成根据调制系数指令或者所述交流电压输出 振幅指令值来设定了第1比值以及第2比值的选通信号，其中，所述第1比值是从所述第1 相位角（θ 1)与所述第2相位角（Θ 2)之间的期间除去所述第1以及第2期间（Χ1、Χ2)得 到的第3期间（Yl)和所述第1期间（Xl)的比值，所述第2比值是从所述第2相位角（Θ2) 与使所述第1相位角（θ 1)在正方向上偏移360度得到的相位角（Θ 1+360)之间的期间 除去所述第1以及第2期间（XI、Χ2)得到的第4期间（Υ2)和所述第2期间Χ2的比值，并 且，作为所述第3以及第4期间（Υ1、Υ2)中的选通信号的相位角指令条件，在所述第3期间 (Yl)中，维持使所述选通信号接通和断开的相位角、与所述第1以及第2相位角（Θ 1、Θ 2) 的平均值（（θ 1+Θ 2)/2)的比值，在所述第4期间（Υ2)中，维持使所述选通信号接通和断 开的相位角、与使所述平均值的相位角偏移180度得到的相位角（（Θ 1+ Θ 2)/2+180)的比。
[0017] 根据本发明，起到能够一边抑制逆变器输出电流的急剧变动以及脉动、一边在宽 的电压操作范围内进行稳定的负载的运转这样的效果。
【附图说明】
[0018] 图1是示出实施方式1中的电力变换装置的结构的框图。
[0019] 图2是示出调制波选择部的实施方式1中的模式选择方法的图。
[0020] 图3是示出实施方式1中的载波生成部的结构的框图。
[0021] 图4是示出实施方式1中的调制波生成部的结构的框图。
[0022] 图5-1是示出过调制PffM模式（调制系数0.9)中的调制波以及载波的波形的图。
[0023] 图5-2是示出过调制PffM模式（调制系数0.9)中的选通信号的波形的图。
[0024] 图6-1是示出过调制PffM模式（调制系数0. 93)中的调制波以及载波的波形的图。
[0025] 图6-2是示出过调制PffM模式（调制系数0.93)中的选通信号的波形的图。
[0026] 图7-1是示出过调制PffM模式（调制系数0. 97)中的调制波以及载波的波形的图。
[0027] 图7-2是示出过调制PffM模式（调制系数0.97)中的选通信号的波形的图。
[0028] 图8是示出3冲击（dash)脉冲模式（调制系数0. 97)中的选通信号的波形的图。
[0029] 图9是示出调制波选择部的实施方式2中的模式选择方法的图。
[0030] 图10-1是示出过调制准备模式（调制系数0.8)中的调制波以及载波的波形的 图。
[0031] 图10-2是示出过调制准备模式（调制系数0.8)中的选通信号的波形的图。
[0032] 图11-1是示出二相调制执行时的过调制准备模式（调制系数0. 8)中的调制波以 及载波的波形的图。
[0033] 图11-2是示出二相调制执行时的过调制准备模式（调制系数0.8)中的选通信号 的波形的图。
[0034] 图12-1是示出二相调制执行时的过调制准备模式（调制系数0. 9)中的调制波以 及载波的波形的图。
[0035] 图12-2是示出二相调制执行时的过调制准备模式（调制系数0. 93)中的调制波 以及载波的波形的图。
[0036] 图12-3是示出二相调制执行时的过调制准备模式（调制系数0. 97)中的调制波 以及载波的波形的图。
[0037] 图13是示出实施方式5中的电力变换装置的结构的框图。
[0038] 图14是示出实施方式5中的同步PffM转换信号生成部的结构的框图。
[0039] 图15是示出实施方式5的低次谐波删除PffM最大调制系数下的转换相位角θ X 的一个例子的图。
[0040] 图16是示出实施方式5的过调制PffM模式（调制系数0. 97)中的转换相位角Θ 的一个例子的图。
[0041] (符号说明）
[0042] 1 :交流电动机；2 :逆变器电路；3 :直流电压源部；4、4b :转换信号生成部；5 :载波 生成部；6 :调制波生成部；7 :比较部；8 :调制系数运算部；9 :调制模式选择部；10 :电压检 测部；11 :交流电压指令生成部；41 :非同步PffM转换信号生成部；42 :同步PffM转换信号生 成部；43 :转换信号选择部；45 :转换特性映射图；46 :转换输出判定部；50a :非同步PffM用 载波生成部；50b :过调制PffM用载波生成部；50c :3冲击脉冲用载波生成部；51 :载波选择 部；60a :非同步PffM用调制波生成部；60b :过调制PffM用调制波生成部；60c :3冲击脉冲用 调制波生成部；61 :调制波选择部。
【具体实施方式】
[0043] 以下，参照附图，说明本发明的实施方式的电力变换装置。另外，本发明不被以下 所示的实施方式所限定。
[0044] 实施方式1.
[0045] 图1是示出实施方式1中的电力变换装置的结构的图。如该图所示，在实施方式 1的电力变换装置中，作为用于驱动作为负载的交流电动机1的结构，构成为具备逆变器电 路2、直流电压源部3、具有载波生成部5、调制波生成部6及比较部7的转换信号生成部4、 调制系数运算部8、调制模式选择部9、电压检测部10、以及交流电压指令生成部11。
[0046] 逆变器电路2构成为具有未图示的半导体开关元件，具有将从直流电压源部3供 给的直流电力变换为可变电压可变频率的交流电力、并向交流电动机1供给电力的功能。 电压检测部10为了运算后述的调制系数，检测从直流电压源部3输出的直流电压值并输出 到调制系数运算部8。
[0047] 利用由转换信号生成部4所生成的多个作为转换信号的选通信号，驱动构成逆变 器电路2的多个半导体开关元件，从而进行逆变器电路2中的上述的电力变换动作。
[0048] 交流电压指令生成部11生成与逆变器电路2对交流电动机1施加的交流电压中 的振幅、相位以及频率相关的指令值。转换信号生成部4根据从交流电压指令生成部11直 接输出或者经由调制系数运算部8以及调制模式选择部9输出的信号，生成并输出对逆变 器电路2进行控制的选通信号。具体而言，在调制波生成部6中，将作为基于电压指令的交 流波形信号的调制波作为信号而输出，载波生成部5将以锯齿波、三角波为基本的载波作 为信号而输出。比较部7被输入这些载波信号以及调制波信号，根据时刻变化的各个大小 关系，将选通信号输出到逆变器电路2。
[0049] 例如，在逆变器电路2是2电平逆变器的情况下，作为向逆变器电路2输出的选通 信号，生成与调制波和载波的大小关系对应的以下的信号。
[0050] (i)调制波〉载波的期间
[0051 ] 直流电压输入的高电位被选择为选通信号。
[0052] (i i)调制波〈载波的期间
[0053] 直流电压输入的低电位被选择为选通信号。
[0054] 另外，在交流电动机是多相交流的情况下，作为调制波，生成针对各个相的信号， 并且针对各个相进行载波和调制波的比较，从而生成针对各个相的选通信号而输出到逆变 器电路2。
[0055] 这样，转换信号生成部4所生成的选通信号被输出到逆变器电路2,进行所谓的脉 冲宽度调制（Pulse Width Modulation:以下简记为"PWM"），从直流电力变换为多相交流 电力，驱动交流电动机等交流负载。