一种新型OLED驱动电路的制作方法

本发明涉及有机发光二极管的技术领域，特别涉及一种新型oled驱动电路。

背景技术：

有机发光二极管(organiclightemittingdiode，oled)依驱动方式可分为被动式矩阵驱动(passivematrixoled，pmoled)和主动式矩阵驱动(activematrixoled，amoled)两种。其中，pmoled是当数据未写入时并不发光，只在数据写入期间发光。这种驱动方式结构简单、成本较低、较容易设计，主要适用于中小尺寸的显示器。

最后，am代表activematrix，是相对于passivematrix而言的，是指每个oled像素的驱动方式。在passivematrix中，每个像素的控制是通过一个复杂的电极网络来实现的，从而实现某个像素的充放电，总体来说，passivematrix的控制方式相对速度较慢，控制精度也稍低。而与passivematrix不同，activematrix则是在每个led上都加装了tft和电容层，这样在某一行某一列通电激活相交的那个像素时，像素中的电容层能够在两次刷新之间保持充电状态，从而实现更快速和更精确的像素发光控制。

由于amoled面板上的电压vdd于每个像素间都连接在一起，当驱动发光时，电压vdd上会有电流流过。考虑到vdd金属线本身具有阻抗，会有压降存在，造成每一像素的vdd会出现差异，导致不同像素间存在电流差异。如此一来，流经oled的电流不同，所产生的亮度也不同，进而amoled面板不均匀。另外，由于制程的影响，每一像素中的薄膜晶体管的阈值电压均不相同，即使提供相同数值的电压vdata，其所产生的电流仍然会有差异，这也将造成面板不均匀。此外，如果采用像素补偿电路对上述电压进行补偿，大部分补偿电路又会受限于扫描时间太短而影响补偿效果。

解决这种方式在小尺寸上一般采用oled内部补偿电路的方式，但是现在一般的补偿电路无法补偿tft负向漂移状况，这样补偿电路就出现局限性。

技术实现要素：

为此，需要提供一种新型oled驱动电路，解决现有的oled补偿电路无法补偿tft负向漂移状况及因oled恶化引起的电流变化的问题。

为实现上述目的，发明人提供了一种新型oled驱动电路，包括薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5、电容c1及oled；

所述薄膜晶体管t1的控制端连接于n级扫描信号，源端连接于工作电压vdata，漏端连接于t2的控制端、t5的漏端及电容c1的一端；

所述薄膜晶体管t2的源端连接于t4的漏端，漏端连接于电容c1的b端；

所述薄膜晶体管t3的控制端连接于n-1级扫描信号，源端连接于基准电压vref，漏端连接于电容c1的另一端及oled的阳极；

所述薄膜晶体管t4的控制端连接于控制信号em，源端连接于工作电压vdd；

所述薄膜晶体管t5的控制端连接于n-1级扫描信号，源端连接于工作电压vin；

所述oled的阴极接地。

进一步优化，所述薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5为n型结构。

区别于现有技术，上述技术方案，驱动电路采用薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5的五个开关、一个电容c1及一个oled构成5t1c架构，从而将该驱动电路的运作时序一次划分为复位阶段、补偿阶段、数据写入阶段和发光阶段，而由于薄膜晶体管t2在复位阶段及数据写入阶段均处于关断状态，oled并不会发光，延长了oled的使用寿命。而且薄膜晶体管t2在发光处于开通状态，流经oled的电流不仅与薄膜晶体管t1的阈值电压无关，而且与oleddevice驱动电压(阳极电压)无关，因而能够同时克服因oled和tft电性退化而造成驱动电流变化，以达到像素补偿和面板亮度均匀的效果。

附图说明

图1为具体实施方式所述新型oled驱动电路的一种电路示意图；

图2为具体实施方式所述新型oled驱动电路的时序示意图；

图3为具体实施方式所述新型oled驱动电路在复位阶段t1的电路示意图；

图4为具体实施方式所述新型oled驱动电路在补偿阶段t2的电路示意图；

图5为具体实施方式所述新型oled驱动电路在数据写入阶段t3的电路示意图；

图6为具体实施方式所述新型oled驱动电路在发光阶段t4的电路示意图；

图7为具体实施方式新型oled驱动电路的tftvth变化下的oled阳极电压变化量的示意图。

具体实施方式

为详细说明技术方案的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合具体实施例并配合附图详予说明。

请参阅图1，本实施例所述新型oled驱动电路，包括薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5、电容c1及oled；其中，所述薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5为n型结构。

所述薄膜晶体管t1的控制端连接于n级扫描信号，源端连接于工作电压vdata，漏端连接于t2的控制端、t5的漏端及电容c1的一端；

所述薄膜晶体管t2的源端连接于t4的漏端，漏端连接于电容c1的b端；

所述薄膜晶体管t3的控制端连接于n-1级扫描信号，源端连接于基准电压vref，漏端连接于电容c1的另一端及oled的阳极；

所述薄膜晶体管t4的控制端连接于控制信号em，源端连接于工作电压vdd；

所述薄膜晶体管t5的控制端连接于n-1级扫描信号，源端连接于工作电压vin；

所述oled的阴极接地。

驱动电路采用薄膜晶体管t1、t2、t3、t4、t5的五个开关、一个电容c1及一个oled构成5t1c架构，从而将该驱动电路的运作时序一次划分为复位阶段、补偿阶段、数据写入阶段和发光阶段，而由于薄膜晶体管t2在复位阶段及数据写入阶段均处于关断状态，oled并不会发光，延长了oled的使用寿命。而且薄膜晶体管t2在发光处于开通状态，流经oled的电流不仅与薄膜晶体管t1的阈值电压无关，而且与oleddevice驱动电压(阳极电压)无关，因而能够同时克服因oled和tft电性退化而造成驱动电流变化，以达到像素补偿和面板亮度均匀的效果。具体原理如下：

图2给出了本实施例所述新型oled驱动电路的时序示意图，将该驱动电路的运作时序一次划分为四个阶段，分别为：复位阶段t1、补偿阶段t2、数据写入阶段t3和发光阶段t4。跟具体地，在复位阶段t1，主要复位a和b点电压；在补偿阶段t2，主要提取薄膜晶体管t1的vth；在数据写入阶段t3，主要是写入数据讯号；而在发光阶段t4，在驱动oleddevice时，提取oled的驱动电压(阳极电压)实现oleddevice补偿。具体各个阶段的过程如下：

图3所示新型oled驱动电路在复位阶段t1的电路示意图，复位阶段t1：scan(n-1)讯号为高电位，薄膜晶体管t3和t5全部打开，此时a点电位为vin，b点电位为vref，其中vini-vref>tft的vth，保证薄膜晶体管t2能够打开，此阶段完成a点和b点电位的复位。

图4所示新型oled驱动电路在补偿阶段t2的电路示意图，补偿阶段t2：scan(n)和scan(n-1)低电位，em为高电位，薄膜晶体管t2和t4打开，此时a点的电位为vin，b点的电位会发生变化，当a和b点的电压差异为vth时薄膜晶体管t2关闭，此时b点的电压为vini-vth；此时需注意，该补偿方式可以同时薄膜晶体管t2的正负shift，如当薄膜晶体管t2的vth＝-1v时，此时b点电位会变为vin+1v，如果b，如当薄膜晶体管t2的vth＝1v时，此时b点电位为vin-1v，此时完成薄膜晶体管t1的vth提取。

图5所示新型oled驱动电路在数据写入阶段t3的电路示意图，数据写入阶段t3：薄膜晶体管t1打开，此时a点电位变为vdata，b点电位变化为1/k1*(vdata-vin)+vin-vth(因c1电容耦合)，k1＝c1/(c1+coled)。

图6所示新型oled驱动电路在发光阶段t4的电路示意图，发光阶段t4：t2和t4打开，此时各点的电位变化如下：由于此时oled处于发光阶段，b点电位为oled驱动电压v_oled，即b：v_oled；因电容耦合，故a点电压变为a：vdata+voled-(1/k*(vdata-vin)+vin-vth)，上述结果是认为a点电位是受电容100％耦合效应，即a点处电容c外无其它寄生电容。有饱和区电流公式ioled＝1/2*k*(vgs_t2-vth)2可得，oled器件的最终驱动电流为：ioled＝1/2k(vdata-1/k1*(vdata-vin)+vin)^2(k是与tft的size、mobility等相关的参数)，ioled只有数据讯号和参考电压vref相关，而与vth_t1和v_oled无关；进而补偿t1晶体管的阈值电压飘逸和oled器件驱动电压变化引起的显示不均。

图7所示新型oled驱动电路的tftvth变化下的oled阳极电压变化量的示意图，新型oled驱动电路采用的5t1c结构较于传统的2t1c，tft的vth的漂移对oled的阳极电压的影响较小。

需要说明的是，尽管在本文中已经对上述各实施例进行了描述，但并非因此限制本发明的专利保护范围。因此，基于本发明的创新理念，对本文所述实施例进行的变更和修改，或利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，直接或间接地将以上技术方案运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明专利的保护范围之内。