高电压产生装置的制作方法

专利名称：高电压产生装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及输出高电压的高电压产生装置，更具体地，涉及能够将所述高电压高速地上升到目标电压的高电压产生装置。
背景技术：
近年来，在电子照相彩色图像形成装置中，对于各颜色包括用作用于形成图像的图像承载部件以提高打印速度的感光鼓的配置(也称为级联型彩色图像形成装置) 成为主流。在级联型彩色图像形成装置中，例如，在中间转印带上形成颜色重合失调 (misregistration)检测图案图像和浓度检测图案图像，并且，光学传感器检测从斑块 (patch)图像反射的光，以基于检测结果执行颜色重合失调校正和浓度校正(这些校正也被称为校准)。主要在例如更换包含感光鼓的盒子时的定时、在功率施加时的定时和经过预定的时间之后的定时执行所述校准。颜色重合失调检测图案图像和浓度检测图案图像一起被简称为斑块图像。在彩色图像形成装置中，当在多个记录材料上连续地执行图像形成(以下，也称为“执行连续打印”)时，该装置中的温度上升。这种温度上升导致记录材料由于用于在感光鼓上形成潜像的扫描光学单元和该单元中的部件的温度上升的影响而发生变形或畸变，使得图像的颜色重合失调量可能增大。由连续图像形成引起的感光鼓的温度上升导致图像形成条件改变，使得图像的浓度可能改变。为了减少由于温度上升导致的颜色重合失调和浓度变化，即使在连续图像形成中，也可以在监视到温度上升时执行校准以进入预定的条件。 但是，图像形成操作在连续打印期间由于校准而被暂时中断，从而导致生产率显著降低。已提出用于在不降低连续打印期间的生产率的情况下、在执行连续打印的同时依次执行校准以校正颜色重合失调和浓度的技术。例如，存在这样的方法，该方法用于在图像的后缘和后续图像的前缘之间(也称为在图像之间或在片材之间)的非图像形成区域中对于各颜色多次地形成并检测斑块图像。因此，可以在不暂时中断图像形成的情况下执行浓度控制。通过与在残留于转印带上的调色剂的回收期间使用的机构类似的清洁机构(例如，与转印带邻接的清洁刮刀)而回收在片材之间的非图像形成区域中形成的斑块图像。 使用静电转印带作为转印带的装置可以毫无困难地清洁斑块图像。但是，在中间转印带类型的装置中，二次转印辊和中间转印带之间的压合部分被布置在清洁刮刀的调色剂图像传输方向的上游。更具体而言，斑块图像粘附于二次转印辊上，并且粘附于记录材料的背面 (kick)，该记录材料然后通过压合部分，使得记录材料的背面可能被弄脏。在中间转印带类型的装置中，需要用于根据非图像形成区域通过压合部分的定时来将二次转印偏压瞬时地切换到负偏压以防止记录材料的背面被弄脏的方法。用于输出二次转印偏压的电路是将优先级给予稳态输出期间的稳定性的电路。升高和降低高电压所需时间为约50ms 100ms。为了提高彩色图像形成装置的速度，以在不降低生产率的情况下在片材之间形成斑块图像，需要用于在短时间内施加极性与图像形成区域中的偏压的极性相反的偏压的电气技术。更具体而言，需要进一步缩短上述的升高和降低所需时间。日本专利申请公开
5No. 2008-58510讨论了用于在下述这样的配置中缩短降低所需时间的技术在该配置中， 具有正极性和负极性的各高电压电源被设置，并且根据斑块图像通过转印压合部分的定时而分别被关断和接通。在日本专利申请公开No. 2008-58510中，用于整流和平滑化从用于正偏压的变压器输出的交流(AC)电压的电容器和在负载单元的电容中带电的电荷被引入用于负偏压的电源中，使得电压电平迅速减小。结果，用于将高电压偏压的输出从正极性切换到负极性的降低所需时间缩短到约IOms 20ms (参见日本专利申请公开No. 2008-58510 中的图4)。因此，即使片材之间的时间变短，转印偏压的输出也可在从记录材料的后缘通过转印压合部分到记录材料到达斑块图像的前缘所经历的时间内被切换到负极性。作为高速地升高高电压的例子，日本专利申请公开No. 9-93920讨论了这样的技术该技术用于比较电压检测电路的检测电压与比基准电压稍低的第二基准电压，以在电压检测电路的检测电压超过第二基准电压时缓慢地控制用作负载的电容器的带电速度。在日本专利申请公开No. 9-93920中，从起动时起依次设置急速带电区域、慢速带电区域和维持带电区域。在起动开始之后，脉宽调制(PWM)信号通过增大其值(PWM信号的高电平脉冲和低电平脉冲中的高电平脉冲的时间宽度；以下，称为工作(on-duty)宽度)而迅速升高，使得PWM信号的ON时间变为最大时间宽度。当检测到到达第二基准电压(例示为约90%)的输出电压时，执行从急速带电区域到慢速带电区域的切换。在用于产生PWM信号的脉冲的电路的输入侧，设置积分电路。电容器在起动时间的早期阶段中迅速带电，并然后在慢速带电区域和维持带电区域中轻微带电和放电，以减少过冲(overshoot)或下冲 (undershoot)0即使当高电压从正极性切换到负极性时降低该高电压所需时间缩短到约IOms 20ms，如在日本专利申请公开No. 2008-58510中所讨论的那样，当进一步提高图像形成速度使得进一步缩短片材之间的时间时，变得难以确保形成斑块图像所需时间。图IA IC示出片材之间的时间、切换高电压所需时间和用于形成斑块图像的操作之间的关系。可以在片材之间的非图像形成区域中形成斑块图像的时间是通过从非图像形成时间减去[升高二次转印偏压所需时间加上降低二次转印偏压所需时间]而获得的时间。当进一步缩短片材之间的时间时，升高和降低二次转印偏压所需时间与非图像形成时间的比增大。因此，如图IA所示，几乎没有了形成斑块图像所需时间。为了确保形成斑块图像所需时间，如图IB 所示，片材之间的时间可加长。但是，检测片材之间的颜色重合失调量和浓度两者所需的时间，即，[形成斑块图像所需时间加上降低高电压所需时间加上升高高电压所需时间]被确保，使得片材之间的时间显著加长，从而导致生产率降低。因此，当进一步缩短片材之间的时间时，如图IC所示，需要进一步迅速提高高电压产生装置的起动能力(以下，描述为表示用于单位时间内升高负载输出单元处的电势的电压的大小的能力)，以高速地切换高电压输出单元的极性。以下，将参照图2A和图2B描述来在作为另一例子的日本专利申请公开 No. 9-93920中讨论的高电压产生装置中出现的问题。图2A所示的波形α ρ是例如使用在日本专利申请公开No. 9-93920中讨论的高电压产生装置向着+2kV的目标电压升高的正极性偏压的波形的例子。另一方面，波形β Pl和β Ρ2是当在高电压产生装置起动之前负载单元通过具有相反极性的负电势而带电时产生的波形的例子。起动所需时间按照与使以负电势带电的电荷放电所需的时间对应的量加长。更具体而言，参照图IA IC描述的从非图像形成区域过渡到图像形成区域时的偏压极性的切换所需的时间加长。图2B示出使用具有负极性的高电压产生电路的情况。波形α η是向着-2kV的目标电压升高的负极性偏压的波形的例子。另一方面，波形βη 和β π2是当在高电压产生装置被起动之前负载单元通过具有相反极性的正电势带电时产生的波形的例子。起动所需时间(电势降低使得其极性变为负极性为止所经历的时间)按照与以正电势带电的电荷的放电所需的时间对应的量加长。

发明内容
本发明提出了一种高电压产生装置，在该高电压产生装置中，输出电压可以在不产生过冲或下冲的情况下并且在短时间内到达目标电压。根据本发明的一个方面，一种用于输出具有预定极性或与预定极性相反的极性的直流电压的高电压产生装置包括变压器(transformer)；被配置为驱动所述变压器的驱动单元；被配置为产生对于所述驱动单元的驱动信号的信号产生单元；被配置为整流来自所述变压器的输出电压以输出直流电压的整流单元；被配置为检测直流电压的电压检测单元；被配置为设定直流电压的目标电压的设定单元；被配置为根据由电压检测单元检测的直流电压和由设定单元设定的目标电压来执行驱动信号的反馈控制的反馈控制单元；以及输出控制单元，所述输出控制单元被配置为当从输出具有预定极性的直流电压的状态切换到输出具有相反极性的直流电压的状态时，在直流电压到达目标电压之前所经历的过渡状态(transient-state)时段中，在反馈控制单元不执行反馈控制的情况下执行控制， 以便以与具有预定极性的直流电压和具有相反极性的目标电压对应的变化量升高直流电压。根据本发明的另一方面，一种图像形成装置包括被配置为在记录材料上形成图像的图像形成单元；和被配置为向所述图像形成单元输出具有预定极性或与预定极性相反的极性的直流电压的高电压电源，其中，所述高电压电源包含变压器；被配置为驱动所述变压器的驱动单元；被配置为产生对于所述驱动单元的驱动信号的信号产生单元；被配置为整流来自所述变压器的输出电压以输出直流电压的整流单元；被配置为检测直流电压的电压检测单元；被配置为设定直流电压的目标电压的设定单元；被配置为根据由电压检测单元检测的直流电压和由设定单元设定的目标电压来执行驱动信号的反馈控制的反馈控制单元；以及输出控制单元，所述输出控制单元被配置为当从输出具有预定极性的直流电压的状态切换到输出具有相反极性的直流电压的状态时，在直流电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在反馈控制单元不执行反馈控制的情况下执行控制，以便以与具有预定极性的直流电压和具有相反极性的目标电压对应的变化量升高直流电压。根据本发明的又一方面，一种用于输出具有预定极性或与预定极性相反的极性的电压的高电压产生装置包括被配置为输出电压的电压输出单元；被配置为检测从电压输出单元输出的电压的电压检测单元；被配置为设定从电压输出单元输出的电压的目标电压的设定单元；被配置为根据由电压检测单元检测的电压和所述目标电压来控制电压输出单元的操作的反馈控制单元；以及控制单元，所述控制单元被配置为当从输出具有预定极性的电压的状态切换到输出具有相反极性的电压的状态时，在电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在反馈控制单元不执行反馈控制的情况下执行控制，以便以与具有预定极性的电压和具有相反极性的目标电压对应的变化量升高电压。根据本发明的再一方面，一种图像形成装置包括被配置为在记录材料上形成图像的图像形成单元；和被配置为向图像形成单元输出具有预定极性或与预定极性相反的极性的电压的高电压电源，其中，所述高电压电源包含被配置为输出电压的电压输出单元； 被配置为检测从电压输出单元输出的电压的电压检测单元；被配置为设定从电压输出单元输出的电压的目标电压的设定单元；被配置为根据由电压检测单元检测的电压和所述目标电压来控制电压输出单元的操作的反馈控制单元；以及控制单元，所述控制单元被配置为 当从输出具有预定极性的电压的状态切换到输出具有相反极性的电压的状态时，在电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在反馈控制单元不执行控制的情况下执行控制，以便以与具有预定极性的电压和具有相反极性的目标电压对应的变化量升高电压。参照附图阅读示例性实施例的以下详细描述，本发明的其它特征和方面将变得清晰。


包含于说明书中并构成其一部分的附图示出本发明的示例性实施例、特征和方面，并与说明一起用于解释本发明的原理。图IA IC示出图像形成装置中的片材之间的区域(非图像区域)和斑块图像形成区域之间的时间关系。图2A至图2B示出当在负载单元通过具有相反极性的电势而带电时所产生的起动时的高电压波形。图3示出当高电压产生装置的输出电压在过渡状态中到达目标电压时所产生的高电压波形。图4示出根据本发明的第一示例性实施例的高电压产生装置的电路配置。图5A和图5B示出根据本发明的第一到第三示例性实施例的正负偏压的高电压控制信号与高电压输出之间的关系。图6是示出根据本发明的第一示例性实施例的高电压输出波形相对于各信号的定时。图7A、图7B和图7C示出当在高电压输出单元包含电容负载单元的状态中交替输出正负偏压时产生的波形。图8示出根据本发明的第一示例性实施例的在起动时的高电压波形。图9A和图9B对于各条件示出根据本发明的第一示例性实施例的在起动时的高电压波形。图10示出根据本发明的第二示例性实施例的高电压产生装置的电路配置。图11示出根据本发明的第二示例性实施例的高电压输出波形相对于各信号的定时。图12A和图12B示出根据本发明的第二示例性实施例的在起动时的高电压波形。图13对于各条件示出根据本发明的第二示例性实施例的在起动时的高电压波形。图14示出工作宽度和高电压输出(没有反馈控制的稳态区域中的到达电压(reach voltage))之间的关系。图15A和图15B示出PWM信号的工作宽度和经过预定时间之后的高电压输出(在过渡状态中)之间的关系。图16示出根据本发明的第三示例性实施例的高电压产生装置的电路配置。图17A和图17B示出事先设定的高速起动时段Tl中的条件(定时器时间和压摆率(slew rate))与校正值之间的关系。图18A 18D是示意性地示出高电压产生装置的配置的框图。图19A和图19B示出高电压产生装置的应用的例子。
具体实施例方式以下将参照附图来详细描述本发明的各示例性实施例、特征和方面。对于根据本发明的示例性实施例的高电压产生装置，在启动该高电压产生装置之前的升高输出电压的过渡状态时段中或在该过渡状态时段的至少一部分中，该高电压产生装置考虑具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小而可变地设定压摆率或起动时段宽度。此外，在输出电压在过渡状态时段中以陡的和高的压摆率到达目标电压的驱动条件下开始该高电压产生装置中的升压(boosting)变压器的驱动。 不管目标电压是高还是低，输出电压都可以在短时间内在没有任何过冲或下冲的情况下会聚到目标电压。本示例性实施例中的压摆率是单位时间内在改变电压时产生的电压的变化量。图3是本示例性实施例中的输出电压以陡的和高的压摆率到达目标电压的高电压产生装置的操作期间的输出波形的示意图。当高电压产生装置中的输出电压根据预定的时间常数的曲线向着目标电压升高时，产生图3所示的输出波形B。当在输出电压到达目标电压或更高的驱动条件下驱动升压变压器时，产生输出波形A'。波形A'的时间常数与输出波形B的时间常数相同。另一方面，与波形B相比，对于波形A'，在输出电压到达相同的目标电压之前所经历的时间ta显著地变短。在高电压产生装置中，输出电压在过渡状态中通过使用陡的和高的压摆率部分TH而上升到目标电压或目标电压附近，然后，像对于波形 A那样，恒定电压控制电路(硬件)高速地执行用于维持目标电压的高速反馈控制。根据本发明的第一示例性实施例的高电压产生装置将从起动开始到输出电压到达目标电压所经历的过渡状态时段分成紧接在起动开始之后的高速起动时段Tl和在输出电压到达目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2，并且，分别在高速起动时段Tl 和恒定电压控制等待时段T2中设定用于驱动升压变压器的驱动信号(本示例性实施例中的PWM信号)的工作宽度。在输出电压到达目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段 T2中，工作宽度减小，并且，高电压产生装置的起动能力被抑制到比较低。根据与将具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势(电压)的大小相加所对应的校正值，可变地设定过渡状态中的高速起动时段Tl。图18B是示意性地示出根据本示例性实施例的高电压产生装置的主要功能的框图。图18A示出常规的高电压产生装置。在常规的高电压产生装置中，恒定电压控制块22 监视升压电路单元23中的输出单元，使得在对于输入单元执行反馈控制的同时获得由目标电压设定单元21设定的输出电压。图18B所示的根据本示例性实施例的高电压产生装置还包括能够可变地设定高速起动时段Tl的块(66、76)和用于根据具有相反极性的负载电势的大小校正通过块(66、76)改变的量的块(65、75)。将参照图4来描述根据本示例性实施例的高电压产生装置的配置。图4所示的高电压产生装置包括高电压产生电路和专用集成电路(ASIC) 7，高电压产生电路分别具有正极性和负极性并且包含模拟电路，专用集成电路7用于产生硬件控制信号并且向高电压产生电路中的每一个输出所产生的硬件控制信号。高电压产生装置包括用于控制和设定由 ASIC 7产生的硬件控制信号的输出状态的微控制器1。此外，由高电压产生电路中的模拟电路构成的部分分别包含分别对于正负偏压所形成的升压变压器Tl和T51、升压电路、以及比较器。高电压产生装置还包括输出电压检测电路4和偏置电势设定电路3。在高电压产生装置中，微控制器1在预定的定时对于ASIC 7中的寄存器36设定数据以设定目标电压，设定0N/0FF定时、设定PWM信号的工作宽度，并且设定后面描述的定时器时间。ASIC 7通过数模(D/A)转换器向外部输出用于设定高电压产生电路的目标电压的高电压控制信号HVCNT作为模拟信号，向外部输出用于切换高电压产生电路的PWM信号HVPWM，并且从外部接收指示高电压产生电路的输出电压已到达目标电压的目标电压到达信号/HVATN。高电压控制信号HVCNT可以按PWM信号的形式被输出，或者，可通过在PWM 信号的频率处具有改善的响应特性的高次低通滤波器等被转换成直流(DC)电压。对于正负偏压类似地配置大量的单元。因此，以下，用于产生具有正极性的高电压的正偏压用单元和用于产生具有负极性的高电压的负偏压用的单元分别被分配以(P)和(N)；以下同样适用，并且，从正、负偏压两者之间的共用的单元去除(P)和(N)。以下将描述图4所示的高电压产生装置中的高电压产生电路的操作。用于正偏压的升压变压器Tl响应于从ASIC 7输出的PWM信号HVPWM⑵而被切换。输出电压检测电路4分割从升压变压器Tl输出的高电压，以检测分割的电压Vdt。比较器CMPlO执行检测的分割电压Vdt与响应于高电压控制信号HVCNT⑵设定的目标电压Vtgt⑵的比较计算。 根据比较计算结果，执行从ASIC 7输出的PWM信号HVPWM(P)的工作宽度的反馈控制。对于负偏压，类似地执行反馈控制。以下将描述在ASIC 7中加载的硬件逻辑电路的配置。ASIC 7包含用于产生和控制用于正偏压的信号的电路块37、以及用于产生和控制用于负偏压的信号的块87。在寄存器36中形成的触发设定单元130确定用于更新高电压控制信号HVCNT(P)和HVCNT(N)的输出值的定时，并且，触发设定单元130被微控制器1控制。以下将描述寄存器36中的其它设定单元。以下是寄存器36的内部的细节 用于允许或停止PWM信号的输出的Enable (启用)设定单元(131、181) 用于设定用于逐渐增大PWM信号的工作宽度的时间宽度的慢开(slow-on)设定单元(132,182) 用于设定PWM信号的最大工作宽度的DUTY_max设定单元(133、183) 用于设定在高速起动时段Tl中使用的工作宽度的DUTY_Trl设定单元(134、 184) 用于设定在恒定电压控制等待时段T2中使用的工作宽度的DUTY_Tr2设定单元 (135,185)眷用于设定高速起动时段Tl的时间宽度的定时器设定单元(136、186)
用于事先设定当从触发设定单元130输出后续的触发信号时捕获的正偏压电路的目标电压的HVnext设定单元(139、189) 保持响应于触发信号而从HVnext设定单元139捕获的目标电压的HVtgt设定单元(138,188)这些设定单元中的每一个针对正偏压和负偏压而形成，并且在图4中被分配以 (P)和(N)。以下将描述ASIC 7中的电路模块。ASIC 7中的差分计算电路(30、80)计算两个设定寄存器值之间的差值，并且导出根据所计算的差值唯一地确定的定时器时间。计数器块(31、81)向PWM产生单元(32、82)输出工作宽度，这些工作宽度以在慢开设定单元(132、 182)中设定的时间宽度从零逐渐增加到在DUTYjnax设定单元(133、183)中设定的最大工作宽度。高电压产生装置的起动能力根据最大工作宽度而改变。因此，微控制器1启用 DUTYjnax设定单元(133、183)以设定最大工作宽度，使得可以在不改变部件结构(例如， 升压变压器的绕组的数量)的情况下容易地调整起动能力。PWM产生单元(32、82)以在定时器设定单元(136、186)中设定的时间宽度并且根据与Enable设定单元(131、181)中的设定对应的切换定时输出具有在DUTYjrl设定单元(134、184)中设定的工作宽度的PWM 信号，并且，随后向PWM产生单元(32、82)输出具有在DUTY_Tr2设定单元(135、185)中设定的工作宽度的PWM信号。当指示输出电压到达目标电压的目标电压到达信号/HVATN进入低电平时，PWM信号的工作宽度减小到零。然后，PWM产生单元(32、82)被控制以输出具有逐渐增加的工作宽度的PWM信号。当Enable设定单元(131、181)和目标电压到达信号 /HVATN中的任一个进入低电平时，输出允许单元(33、83)停止输出PWM信号。用于捕获寄存器36中的数据并且更新所述数据的捕获单元(34、84)响应于触发信号而捕获HVnext设定单元(139、189)中的数据，并且将所述数据写入HVtgt设定单元(138、188)中。目标信号产生单元(35、85)基于HVtgt设定单元(138、188)中的寄存器值而产生模拟信号。下面是以上描述的ASIC 7中的硬件逻辑电路的功能(a)微控制器1设定以下这些寄存器的值用于设定多个工作宽度的寄存器、用于启用PWM信号的输出的寄存器、用于设定输出目标电压的寄存器、用于设定用于逐渐增加 PWM信号的工作宽度的时间宽度的寄存器、以及用于设定触发信号的寄存器，所述触发信号用于确定用于更新高电压控制信号的输出值的定时。用于设定多个工作宽度的寄存器包含用于设定高速起动时段Tl中的工作宽度的寄存器、用于设定恒定电压控制等待时段T2 中的工作宽度的寄存器、以及用于设定可在恒定电压控制区域中产生的PWM信号的最大工作宽度的寄存器。(b)响应于触发信号，在内部寄存器中从事先设定的寄存器值捕获输出目标电压。(c)跟随在内部寄存器中捕获的目标电压之后的模拟信号通过D/A转换器被输出到ASIC 7的外部。(d)与具有当前被输出的极性的目标电压的大小和具有然后要被输出的相反极性的目标电压的大小相加所对应的校正值被计算，并且，与该校正值对应的定时器时间被设定并被写入寄存器中。(e)根据定时器时间依次产生并输出具有高速起动时段Tl中的工作宽度的PWM信号和具有恒定电压控制等待时段T2中的工作宽度的PWM信号。
(f)响应于目标电压到达从外部输入的信号/HVATN，PWM信号的工作宽度瞬时减小到零。(g)工作宽度以逐步的方式以在寄存器中设定的时间宽度从零增加到预定的工作宽度。(h)作为针对正偏压和负偏压的功能，独立地控制这些功能中的每一个功能。将参照图6来描述在上面的项(b)和(C)中所描述的以下功能的细节设定用于正偏压和负偏压的输出目标电压，以及响应于触发信号而在内部寄存器中捕获目标电压。 图6示出各信号与电压波形之间的定时，所述电压波形是从根据本示例性实施例的高电压产生装置输出的并且具有正极性和负极性。作为例子，输出电压从+4kV的正偏压输出切换到-1. 5kV的负偏压输出，并然后被再次切换到+4kV的正偏压输出。微控制器1事先在HVnext (P)设定单元139和HVnext (N)设定单元189中设定要在后续的触发定时设定和更新的值。当触发信号被输出时，与HVtgt (P)设定单元138和 HVtgt(N)设定单元188中的触发信号的前缘同步地分别捕获事先设定的HVnext(P)设定单元139和HVnext (N)设定单元189的值，使得目标电压被更新。图6示出这样的状态 在该状态中，与触发信号同步地，正偏压输出设定从+4kV变为OV (关)，并且负偏压输出设定从OV(关)变为_1.5kV，使得输出极性被切换。正偏压目标信号产生单元35将跟随在 HVtgt(P)设定单元138中捕获的更新值之后的模拟信号输出到ASIC 7的外部。目标信号产生单元85将跟随在HVtgt (N)设定单元188中捕获的值之后的模拟信号输出到ASIC 7 的外部。差分计算电路30通过将HVtgt(P)设定单元138的值与HVnext(P)设定单元139 的值相加来计算校正值，以计算定时器时间。根据定时器时间来确定高速起动时段Tl中的定时器(N)的时间。也通过类似的方法确定定时器(P)的时间。以下将描述用于确定(校正)在前面的项(d)中描述的定时器时间的方法的细节。差分计算电路(30、80)计算与表示具有当前被输出的极性的目标电压的HVtgt设定单元(138、188)的值和代表具有要在后续的触发定时被更新的相反极性的目标电压的 HVnext设定单元(139、189)的值相加所对应的校正值，并且在定时器设定单元(136、186) 中设定根据计算的校正值而唯一地确定的定时器时间。通过设置偏置电势设定电路3，根据 HVtgt设定单元(138、188)的值和HVnext设定单元(139、189)的值之间的差值量，求出本示例性实施例中的差分计算电路(30、80)中的校正值。通过不是在接地(GND)电势而是在预定的电势Vofset处保持输出电压检测电路4的一端处的电压，偏置电势设定电路3使得能够与正极性和负极性无关地检测输出电压，以便以高精度检测负载电流。图5A示出当输出电压检测电路4可通过设置偏置电势设定电路3来检测正输出电压和负输出电压时的高电压控制信号HVCNT(P)和高电压输出之间的关系，图5B示出当输出电压检测电路4可通过设置偏置电势设定电路3来检测正输出电压和负输出电压时的高电压控制信号HVCNT(N)和高电压输出之间的关系。通过设置偏置电势设定电路3，当高电压控制信号的输出值为Vofset时，高电压输出对于正偏压和负偏压为0V。正偏压指的是，在Vofset Vcc的电压范围中设定高电压控制信号 HVCNT(P)，并且当高电压控制信号HVCNT(P)为Vp时，输出HVp的高电压。因此，输出与电压值(Vp-Vofset)成比例的高电压，所述电压值(Vp-Vofset)是通过从高电压控制信号 HVCNT(P)的电压值减去Vofset而获得的。负偏压指的是，在O Vofset的电压范围中设定高电压控制信号HVCNT(N)，并且，当高电压控制信号HVCNT(N)为Vn时，输出HVn的高电压。因此，输出与电压值(Vofset-Vn)成比例的高电压，所述电压值(Vofset-Vn)是通过从 Vofset减去高电压控制信号HVCNT (N)的电压值而获得的。结果，上述的校正值可被确定为 (Vp-Vofset)-(Vofset-Vn) | = Vp-Vn | 如后面描述的图17A和图17B所示，通过差分计算电路(30、80)计算的校正值和定时器设定单元(136、186)中的定时器时间具有线性的相对关系。以下将参照图4来描述在上面的项(e)中描述的定时器时间和PWM信号的产生。 当微控制器1设定触发设定单元130中的寄存器值使得触发信号被输出时，PWM产生单元 (32,82)以基于在定时器设定单元(136、186)中设定的定时器时间的时间宽度、输出具有跟随在DUTYjrl设定单元(134、184)设定高速起动时段Tl中的工作宽度之后的工作宽度的PWM信号。由于ASIC 7执行PWM信号的输出，因此，不需要将工作宽度从零增加到该工作宽度所需的时间，并且，从其第一个脉冲开始，可以瞬时输出具有工作宽度的PWM信号。当已经过在定时器设定单元(136、186)中设定的定时器时间时，PWM产生单元(32、82)然后输出具有跟随在DUTY_Tr2设定单元(135、185)设定恒定电压控制等待时段T2中的工作宽度之后的工作宽度的PWM信号。更具体而言，PWM产生单元(32、8幻在紧接在开始高电压产生装置的起动之后输出从其第一个脉冲开始的具有大的工作宽度的PWM信号，从而以高的压摆率瞬时升高输出电压。在经过事先设定的定时器时间之后，PWM产生单元(32、8幻然后以低的压摆率输出具有工作宽度的PWM信号，使得不出现过冲。定时器时间被可变地设定为这样的值该值以与校正值呈线性的关系被保持，所述校正值与具有当前被输出的极性的目标电压的大小和具有然后要被更新的相反极性的目标电压的大小相加所得的大小对应。因此，可以用根据极性之间的设定校正值而改变的起动时的时间宽度来起动高电压产生装置。在经过定时器时间之后，执行从高速起动时段Tl到恒定电压控制等待时段T2的切换。即使在起动能力迅速提高的高电压产生装置中，也根据极性之间的校正值来校正在其间输出要首先被输出的具有大的工作宽度的PWM信号的定时器时间。更具体而言，即使负载电势是高电压产生装置的输出范围之外的具有相反极性的负电势，也根据该负电势的大小来校正用作高速起动时段Tl的定时器时间。因此，当校正值大时，切换时间响应于具有大的工作宽度的PWM信号而加长，使得起动时段缩短。另一方面，当校正值小时，切换时间缩短，使得过冲减小。更具体而言，在既输出正极性偏压又输出负极性偏压的高电压电源装置中，不管具有相反极性的负载电势在起动之前是高还是低，输出电压都可以在没有任何过冲的情况下并且在短时间内到达目标电压。以下将描述在上述的项(f)和(g)中描述的、响应于目标电压到达信号/HVARN的 PWM信号的工作宽度的控制的细节。首先将描述包含在用于正偏压的高电压产生电路中形成的升压变压器Tl的周边电路，然后将描述输出目标电压到达信号/HVATN(P)的比较器 CMPlO的操作。用于负偏压的高电压产生电路与用于正偏压的高电压产生电路类似地操作， 因此，其描述不被重复。从ASIC 7输出的PWM信号HVPWM⑵被输入到场效应晶体管(FET) Q4的栅极端子。 FET Q4、电源电压Vcc和电阻器R8响应于输入到FET Q4的栅极端子的P丽信号HVP丽⑵ 而驱动功率金属氧化物半导体场效应晶体管(功率M0SFET)Q5的栅极端子。功率MOSFETQ5切换驱动升压变压器Tl。被切换驱动的升压变压器Tl输出高脉动(pulsating)电压。 由升压变压器Tl输出的高脉动电压在被整流器整流之后被输出到负载单元HVoutput，并且变为DC电压，所述整流器包含高电压二极管D2、高电压电容器C5、电阻器R9和输出电压检测电路4。输出电压检测电路4分割输出到负载单元HVoutput的高电压，以检测分割的电压Vdt。比较器CMPlO监视检测的分割电压Vdt，并且将分割电压Vdt与响应于高电压控制信号HVCNT (P)而设定的目标电压Vtgt⑵进行比较。比较检测的电压Vdt和目标电压 Vtgt(P)的比较器CMPlO在检测的电压Vdt为目标电压Vtgt (P)或更小时产生高电平输出， 并且在检测的电压Vdt为目标电压Vtgt (P)或更大时产生低电平输出。ASIC 7在目标电压到达信号/HVATN(P)进入低电平时瞬时掩盖通过输出允许单元33输出的P丽信号HVP丽⑵，以瞬时将P丽信号HVP丽⑵的工作宽度减小到零。工作宽度在从ASIC 7输出的PWM信号HVPWM(P)中变为低电平逻辑，并且在功率MOSFET Q5的栅极端子处变为高电平逻辑。更具体而言，ASIC 7输出固定于高电平处的信号作为PWM信号HVPWM (P)。当瞬时输出固定于高电平处的信号时，ASIC 7关断FET Q4，并且瞬时关断与其连接的功率MOSFET 5，以瞬时关断高电压产生电路。另一方面，当目标电压到达信号/HVATN(P)从低电平变为高电平时，计数器块31 向PWM产生单元32输出在DUTY_max (P)设定单元133中设定的数据，使得工作宽度以逐步的方式向基于所述数据的工作宽度增大。根据在慢开设定单元132中的寄存器值，确定当以逐步的方式增大PWM信号的工作宽度时使用的时间宽度。PWM产生单元32将根据慢开设定单元132中的寄存器值所确定的PWM信号输出到ASIC 7的外部。更具体而言，当检测的电压Vdt超过目标电压Vtgt(P)时，ASIC 7瞬时将PWM信号HVPWM(P)的工作宽度减小到零，以瞬时关断高电压产生电路。ASIC 7对于工作宽度的增加给予时间常数，以在检测的电压Vdt低于目标电压Vtgt时缓慢地接通高电压产生电路。结果，可显著减小通过用于保持恒定电压的反馈控制所产生的电压振动(也称为波纹 (ripple) (hunting))。图7A 7C、图8以及图9A和图9B示出与当简单地增大常规高电压产生装置的速度时产生的高电压波形相比、由上述的输出正极性和负极性的高电压产生装置中的模拟电路和ASIC 7产生的高电压波形的具体例子。图7A 7C示出当在高电压输出单元具有电容性负载的同时交替输出正极性偏压和负极性偏压时产生的高电压波形。图7A 7C所示的波形α是在通过将目标电压从负载电势为OV的状态设为-IkV而产生负极性偏压，并然后向着正极性被切换，使得目标电压变为OV时产生的。波形α包含负偏压上升时间Tan、 保持-IkV的电势的反馈控制时段Tw、以及正偏压上升时间Tap。图7A示出当负载电势带电到不是OV而是带电到相反极性时，当在与波形α的定时相同的定时被接通和关断高电压产生装置时所产生的波形β a。波形β α是在通过将目标电压从负载电势带电到+3kV的状态设为-IkV而产生负极性偏压，并然后通过将目标电压设为+3kV而向着正极性被切换时产生的。波形β α包含负偏压上升时间T β n(a)、保持-IkV的电势的反馈控制时段Tw (a)、以及正偏压上升时间Ti3p(a)。波形β α与波形α 的不同之处在于，负载电势需要重复带电到正极性和负极性，使得上升时间更长。结果，当返回+3kV的负载电势所需的时间被延迟了(Ti3p(a)-Tap)时，保持-IkV的电势的反馈控制时段从Tw减小到Tw(a)。图7A 7C所示的电压的具体例子可以是其它的电压的例子，其中，由事先带电到负载单元中的残留电荷所产生的负载电势与关断高电压产生装置的极性偏压的目标电压的比增大，在这种情况下，类似地出现延迟。图7B示出这样的例子其中，高电压产生装置的0N/0FF定时发生改变，使得返回 +3kV的负载电势所需的时间与波形α的类似。虽然负载电势为+3kV的时段与波形α的类似，但是，保持-IkV的电势的反馈控制时段减小到Tw(b)。如参照图IA描述的那样，该状态与在图像形成装置中形成斑块图像的时段的显著缩短对应。图7C示出与本示例性实施例对应的波形β C，其中，起动能力(压摆率)迅速提高，使得即使当负载电势带电到相反极性时，起动时间也缩短。波形β c包含负偏压上升时间Ti3nC、保持-IkV的电势的反馈控制时段TwC、以及正偏压上升时间Ti3pC。波形β c以比波形α、β α和β b陡的和高的压摆率上升，使得起动时间缩短到与波形α的起动时间类似的起动时间。图8示出当高速起动时段Tl的时间宽度被可变地设定以根据考虑了具有相反极性的电势的大小的校正值、在负载单元以具有该相反极性的电势带电的状态中起动高电压产生装置时产生的波形。图8示出相应波形的例子，其中，负极性偏压从负载单元通过电势 (+500V、+lkV、+2kV和+4kV)带电的状态上升到目标电压(_250V、-500V和-lkV)。当升高负极性偏压时所获得的陡的和高的压摆率以及在负极性偏压到达目标电压之前所获得的缓的和低的压摆率在波形之间是共同的。图9A和图9B示出使用相同的参数从图8提取的波形中的一些。图9A示出从图8提取的当负极性偏压从负载单元通过电势(+500V、+2kV和+4kV) 带电的状态上升到-IkV的目标电压时所产生的波形。在图9A中，波形分别包含高速起动时段Tla、Tlb和Tlc以及在负极性偏压到达具有相反极性的目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2a、T2b和T2c。带电到相反极性的负载电势的大小变为校正量。根据通过将该校正量与负极性偏压的目标电压的大小相加而获得的校正值，可变地设定高速起动时段。在所有的波形中，负极性偏压在Ims内到达-IkV的目标电压。图9B示出从图8提取的当负极性偏压从负载单元通过+500V的电势带电的状态上升到目标电压(-250V、-500V和-IkV)时所产生的波形。在图9B中，各波形分别包含高速起动时段TlcUTle和Tlf以及在负极性偏压到达目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2d、De和T2f。根据与具有负极性偏压的极性的目标电压的大小和带电到相反极性的负载电势的大小相加所对应的校正值，可变地设定高速起动时段Tld、Tie和Tlf。在所有的波形中，负极性偏压在Ims内到达-IkV的目标电压。图17A示出参照图8以及图9A和图9B描述的用于可变地设定高速起动时段Tl 的定时器时间和考虑了带电到相反极性的负载电势的大小的校正值之间的关系。图17A表明，与校正值成比例地设定用作高速起动时段Tl的定时器时间，所述校正值与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小相加之后所得的大小对应。更具体而言，在图17A所示的关系中可变地设定高速起动时段Tl中的定时器时间，使得高电压产生装置的输出的上升具有图8所示的波形。如果校正量在图17A中为4kV，那么，例如， 要被校正的定时器时间为0. 5ms，并且，压摆率为9. 5kV/ms。如上所述，根据本示例性实施例，当输出电压从具有预定极性的电压切换到具有与预定极性相反的极性的电压时，事先根据与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势(具有预定的极性的电势)的大小相加所对应的校正值来设置可变地设定的定时器时间，并且在定时器时间处可变地设定高速起动时段Tl中的PWM信号的工作宽度。因此，即使负载单元处的具有相反极性的电势具有各种大的和小的值，也可以在起动时的工作宽度根据校正值以高分辨率改变的状态中起动高电压产生电路。结果，输出电压可以与负载单元处的具有相反极性的电势的大小无关地在短时间内到达目标电压。以下将描述本发明的第二示例性实施例。根据第二示例性实施例的高电压产生装置将从高电压产生装置的起动的开始到输出电压到达目标电压所经历的过渡状态时段分成紧接在起动开始之后的高速起动时段Tl和在输出电压到达目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2。在高速起动时段Tl和恒定电压控制等待时段T2中的每一个中，设定用于驱动升压变压器的驱动信号(本示例性实施例中的PWM信号)的工作宽度。在输出电压到达目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2中，PWM信号的工作宽度减小， 使得高电压产生装置的起动能力被设定得较低。根据与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小相加所对应的校正值，可变地设定高速起动时段Tl 中的压摆率。因此，在本示例性实施例中，产生具有在维持与校正值的线性关系的同时被可变地设定的工作宽度的PWM信号。随着起动的开始，使用具有被可变地设定的工作宽度的 PWM信号开始切换，使得输出电压在过渡状态中以陡的和高的压摆率到达目标电压。图18C是示意性地示出根据本示例性实施例的高电压产生装置的主要功能的框图。除了图18A所示的常规高电压产生装置以外，根据本示例性实施例的高电压产生装置还包括能够可变地设定高速起动时段Tl中的压摆率的块(67、77)，以及用于根据负载单元处的具有相反极性的电势的大小来校正块阳7、77)中的可变量的块(65、75)。图10示出根据本示例性实施例的高电压产生装置的配置。与前面在第一示例性实施例中描述的构成要素和信号类似的构成要素和信号被赋予相同的附图标记和符号，由此其描述不被重复。图10所示的高电压产生装置包括高电压产生电路，和用于产生要被输出到高电压产生电路的硬件控制信号的ASIC 2，以及用于控制和设定来自ASIC 2的硬件控制信号的输出状态的微控制器1，所述高电压产生电路分别具有正极性和负极性并且包括模拟电路。高电压产生电路中的由模块电路构成的部分包含升压变压器(T1、T51)、升压电路、PWM产生电路05、95)、最大占空比(DUTY)设定电路Gl、91)、以及用于正偏压和负偏压中的每一个的比较器(CMP10、CMP50)，所述PWM产生电路(45、95)用于产生用于驱动升压变压器(T1、T51)的PWM信号。高电压产生装置还包括输出电压检测电路4和偏置电势设定电路3。通过在预定的定时对于用作目标电压设定寄存器的HVtgt单元(160、162)和用作 0N/0FF设定寄存器的0N/0FF设定单元(161、16；3)设定数据，微控制器1控制高电压产生装置中的目标电压的变化和0N/0FF定时，所述HVtgt单元(160、162)和0N/0FF设定单元 (161、163)设置在ASIC 2中。通过D/A转换器，ASIC 2将与HVtgt单元(160、162)对应的高电压控制信号HVCNT作为模拟信号输出到外部。微控制器1将与0N/0FF设定单元(161、 163)对应的0N/0FF控制信号/HVON和在高电压产生电路中使用的具有预定时段的时钟信号CLK输出到外部。定时器5产生从0N/0FF控制信号/HVON延迟了预定时间的定时信号 THSW(P)，并且将产生的定时信号THSW(P)输出到外部。响应于定时信号THSW(P)，执行从高速起动时段Tl到恒定电压控制等待时段T2的切换。针对用于产生具有正极性的高电压的正偏压和用于产生具有负极性的高电压的负偏压被类似地配置的单元被分别分配以(P) 和(N)；下面将同样适用，并且，从正偏压和负偏压之间的共用的单元去除(P)和(N)。以下将描述图10所示的高电压产生装置中的高电压产生电路的操作的概要。将描述用于产生正偏压的操作。除了负偏压在极性上与正偏压相反以外，用于产生负偏压的操作与用于产生正偏压的操作类似，由此，其描述不被重复。在图10中，最大占空比设定单元41响应于从ASIC 2输出的各种信号而事先产生后面描述的可变电压Vduty，并且在起动时以及在稳态时间将所产生的可变电压Vduty供给到PWM产生电路45。PWM产生电路45产生具有与所供给的可变电压Vduty对应的工作宽度的PWM信号，并且，响应于PWM信号，升压变压器Tl被切换驱动。输出电压检测电路4 分割从升压变压器Tl输出的高电压，以检测分割的电压Vdt，并且，比较器CMPlO在检测的分割电压Vdt和响应于高电压控制信号HVCNT(P)而设定的目标电压Vtgt⑵之间进行比较计算。根据比较计算结果，对于通过PWM产生电路45输出的PWM信号的工作宽度执行反馈控制。以被反馈控制的工作宽度切换驱动升压变压器Tl。更具体而言，最大占空比设定电路41可变地设定最大工作宽度，并且执行反馈控制，使得输出电压在工作宽度的范围中变为目标电压。微控制器1可改变最大工作宽度。因此，可以在不改变硬件(例如，诸如升压变压器Tl的绕组的数量的规格)的情况下容易地调整高电压产生装置的起动能力。首先将描述用于可变地输出PWM信号的PWM产生电路45和比较器CMPlO的操作。比较器CMPlO的输出和三角波信号被输入到PWM产生电路45，所述三角波信号具有通过电阻器R6和电容器C3从时钟信号CLK变更的伪三角波。PWM产生电路45包含比较器 CMP15，FET Q3，电阻器R2、R3和R4，以及电容器C2。比较器CMP15在输入到非反相输入单元的三角波信号和反相输入单元的电压之间执行比较计算，以可变地输出PWM信号的工作宽度。反相输入单元的电压越低，则要被输出的PWM信号的低电平侧的工作宽度越小。比较器CMPlO在检测的分割电压Vdt和目标电压Vtgt (P)之间执行比较计算，以在检测的电压Vdt为目标电压Vtgt (P)或更小时产生低电平输出并关断FET Q3，并且在检测的电压Vdt为目标电压Vtgt (P)或更大时产生高电平输出并接通FET Q3。当FET Q3被接通时，比较器CMP15中的反相输入单元瞬时下降到OV的电势。因此，比较器CMP15的输出瞬时进入高电平，使得高电压产生电路被瞬时关断。另一方面，当FET Q3被关断时，从通过后面描述的最大占空比设定电路41产生的 DC电压Vduty，通过电阻器R2 R4在电容器C2中冲入电荷。根据DC电压Vduty、以及电阻器R2 R4和电容器C2的值确定充电的时间常数。使用该时间常数，工作宽度从零适度地增大。通过借助于电阻器R2和R3分割电压Vduty，获得电容器C2的最大电压，并且根据电容器C2的最大电压，设定通过比较器CMP15输出的PWM信号的最大工作宽度。更具体而言，PWM产生电路45产生具有根据输入电压Vduty而改变的最大工作宽度的PWM信号，并且，瞬时将工作宽度减小到零，以在检测的电压Vdt超过目标电压Vtgt⑵时瞬时关断高电压产生电路。当检测的电压Vdt低于目标电压Vtgt (P)时，将时间常数给予起动，以缓慢地起动高电压产生电路。结果，可显著减小通过用于维持恒定电压的反馈控制产生的电压振动(波纹或颤动)。以下将描述包含在高电压产生电路中形成的升压变压器Tl的周边电路。从PWM产生电路45输出的PWM信号被输入到FET Q4的栅极端子。FET Q4、电源电压Vcc和电阻器R8响应于输入到FETQ4的栅极端子的PWM信号而驱动功率MOSFET Q5的栅极端子。功率MOSFET Q5切换驱动升压变压器Tl。被切换驱动的升压变压器Tl输出高脉动电压。由升压变压器Tl输出的高脉动电压被整流器整流，并变为DC电压，并且被输出到负载单元 HVoutput，所述整流器包含高电压二极管D2、高电压电容器C5、电阻器R9和输出电压检测电路4。输出电压检测电路4分割输出到负载单元HVoutput的高电压，以检测分割的电压 Vdt0比较器CMPlO监视检测的分割电压Vdt，并且将分割电压Vdt与响应于高电压控制信号HVCNT(P)而设定的目标电压Vtgt(P)进行比较，以执行用于维持目标电压的反馈控制。当PWM产生电路45在等待起动期间输出具有最大工作宽度的PWM信号时，通过布置在PWM产生电路45的下游的FET Q2，PWM产生电路45被强制关断。因此，如果FET Q2 被关断，那么可以响应于具有最大工作宽度的PWM信号而瞬时起动切换。FET Q2响应于ON/ OFF控制信号/HVON而直接控制功率MOSFET Q5的栅极端子，使得可在高电压产生电路被接通和关断时减少响应延迟时间。如果响应延迟时间可以稍长，那么，作为0N/0FF控制信号 /HVON(P)和FET Q2的替代，可通过将从ASIC 2输出的时钟信号CLK固定到高电平状态来接通和关断高电压产生电路。以下将描述最大占空比设定电路41。最大占空比设定电路41包含差分放大器电路43和运算放大器0P41。正偏压高电压控制信号HVCNT(P)和负偏压高电压控制信号 HVCNT(N)与差分放大器电路43连接，并且，通过将作为校正量的负偏压高电压控制信号 HVCNT(N)的值与正偏压高电压控制信号HVCNT(P)的值相加而获得校正值。用于可变地切换压摆率的定时信号THSW(P)与差分放大器电路43连接。差分放大器电路43的输出值被切换到预定的固定值，并且响应于定时信号THSW(P)被输出。定时信号THSW(P)从0N/0FF 控制信号/HVON以由定时器5设定的定时器时间宽度被延迟。以由定时器5设定的时间宽度，执行从高速起动时段Tl到恒定电压控制等待时段T2的切换。运算放大器0P41缓冲(buffer)从差分放大器电路43输出的校正值，并且输出电压Vduty。由PWM产生电路45产生的PWM信号的最大工作宽度根据电压Vduty而改变。以下将参照图11来描述正偏压和负偏压的输出目标电压以及各信号与输出电压之间的定时的设定。图11示出各信号与从根据本示例性实施例的高电压产生装置输出的具有正极性和负极性的电压波形之间的定时。作为例子，输出电压从+4kv的正偏压输出切换到-1.5kV的负偏压输出，并然后被再次切换到+4kV的正偏压输出。微控制器1在用作目标电压设定寄存器的HVtgt单元(160、162)中事先设定具有极性中的每一个的目标电压。虽然ASIC 2总是输出与HVtgt单元(160、162)对应的模拟信号，但是，当FET (Q2、Q52) 被接通时，高电压产生电路在强制关的状态中等待起动。用作0N/0FF设定寄存器的0N/0FF 设定单元(161、16 被主动接通，使得0N/0FF控制信号/HVON被输出，FET (Q2、Q52)被关断，并且，具有极性中的每一个的高电压产生电路的起动开始。然后，响应于根据由定时器 5设定的时间宽度被延迟的定时信号/THSW而切换压摆率，使得执行从高速起动时段Tl到恒定电压控制等待时段T2的切换。以下将参照图12A和图12B以及图13来描述在本示例性实施例中可变地设定的起动过渡状态中的压摆率与工作宽度之间的关系。图12A作为使用用于使从输出单元输出的电压陡峭地升高的升压电路测量的特性曲线，示出要被用于切换驱动高电压产生电路的PWM信号的工作宽度与输出电压(没有反馈控制的稳定状态中的到达电压)之间的关系。 变压器供给电压和输出电压具有成比例的关系。因此，特性曲线表明，当输入电压为6V时产生的输出电压为当其为12V时产生的输出电压的一半。但是，要被用于执行切换驱动的 PWM信号的工作宽度和输出电压不具有成比例的关系，而是具有大大畸变的关系。在当输入电压为12V时获得的特性曲线中，在具有27%附近的工作宽度的点Da处和在具有43%附近的工作宽度的点Db处的相应输出电压(没有反馈控制的稳态区域中的到达电压)为约2500V，即使这些点处的要被用于执行切换驱动的工作宽度彼此不同，也是如此。但是，如图12B所示，这些点处的起动时的相应压摆率彼此大大地不同。即使两个到达电压均为2500V，具有更大的工作宽度的点Db处的输出电压也上升得更快，其中，在所述两个到达电压处，上述点处的输出电压在没有反馈控制的情况下饱和。图13作为所测量的特性曲线，示出在过渡状态中的工作宽度和经过预定时间之后的高电压输出值(与过渡状态中的输出上升曲线或压摆率对应)之间的关系。在经过相同的时间之后所得到的过渡状态中的输出电压与工作宽度基本上成比例。根据本示例性实施例的高电压产生装置利用工作宽度和过渡状态中的输出电压彼此成比例的性质来可变地设定过渡状态中的压摆率。起动开始时的最大工作宽度事先被可变地设定为与目标电压对应的值，以启动高电压产生电路。更具体而言，在根据目标电压可变地设定压摆率时，负载电压上升。例如，当目标电压低时，压摆率被可变地设定为减小， 使得减少过冲。另一方面，当目标电压高时，压摆率被可变地设定为增大，使得缩短起动时段。在这种情况下，输出电压以使得它在陡峭地起动硬件的弯曲(curved)状态(时间常数未到达缓和地倾斜的曲线的状态)中到达目标电压的工作宽度线性地上升。当硬件然后检测到输出电压到达目标电压时，工作宽度瞬时减小到零，从而迅速关断高电压产生电路。结果，即使压摆率在输出电压升高时是高的并且输出电压(没有反馈控制的稳态区域中的到达电压)与工作宽度不具有成比例的关系的高电压产生电路也不在根据本示例性实施例的高电压产生装置中的工作宽度的控制中依赖于工作宽度和输出电压(没有反馈控制的稳态区域中的到达电压)之间的关系执行目标控制。因此，可以精确、稳定、没有任何问题地执行控制。图14以及图15A和图15B示出由上述的输出正极性偏压和负极性偏压的高电压产生装置中的模拟电路和ASIC 7所产生的高电压波形的具体例子。在本示例性实施例中描述的高电压产生装置的起动时的波形与在第一示例性实施例中的图7C中示出的波形 β c基本上类似。作为图14所示的高电压波形的具体例子，根据具有相反极性的电势的大小，高速起动时段Tl中的压摆率被可变地设定，以启动高电压产生装置，同时负载单元通过具有相反极性的电势带电。图14示出负极性偏压从负载单元通过电势(+500V、+IkV, +2kV和+4kV)带电的状态上升到目标电压(_250V、-500V和-IkV)的波形的例子。在输出电压到达目标电压之前缓慢地切换的压摆率在波形中是共同的。图15A和图15B示出使用相同的参数从图12A和图12B提取的一些波形。图15A示出从图12A和图12B提取的负极性偏压从负载单元通过电势(+500V、 +lkV、+2kV和+4kV)带电的状态上升到目标电压-IkV的波形。这些波形中的每一个包含高速起动时段Tl、在负极性偏压到达具有极性的目标电压之前所经历的恒定电压控制等待时段T2、以及负极性偏压保持在恒定电压的反馈控制时段Tw。带电到相反极性的负载电势的大小成为校正量。在根据通过将校正量与负极性偏压的目标电压的大小相加而获得的校正值来可变地设定高速起动时段Tl中的压摆率的同时，起动高电压产生装置。在所有的波形中，负极性偏压在经过高速起动时段Tl之后到达相同的电压，并且在总共Ims内到达-IkV 的目标电压。图15B示出从图12A和图12B提取的负极性偏压从负载单元通过+500V的电势带电的状态上升到目标电压(_250V、-500V和-IkV)的波形。这些波形中的每一个包含与图 13A所示的时段类似的时段T1、T2和Tw。在根据考虑了带电到与目标电压的极性相反的极性的负载电势的大小的校正值而可变地设定高速起动时段Tl中的压摆率的同时，起动高电压产生装置。与图15A所示的不同，在经过高速起动时段Tl之后到达目标电压的电压根据校正值而改变。在所有的波形中，负极性偏压在总共Ims内到达-IkV的目标电压。图17B示出参照图14以及图15A和图15B描述的、在高速起动时段Tl中事先可变地设定的压摆率和考虑了带电到相反极性的负载电势的大小的校正值之间的关系。压摆率被设为与校正值成比例，所述校正值与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小相加所得的大小相对应。在图17B所示的关系中事先可变地设定高速起动时段Tl中的压摆率，使得作为图14所示的波形，高电压产生装置中的输出电压的上升速度可提高。如上所述，根据本示例性实施例，可变地设定PWM信号的工作宽度，使得根据与具有极性的输出电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小相加所对应的校正值、以高的压摆率起动高电压产生装置。因此，即使负载单元具有相反极性，并且具有相反极性的电势取各种大的值和小的值，也可以在起动时的压摆率根据校正值以高分辨率被改变的同时起动高电压产生电路。结果，输出电压可以与负载单元处的具有相反极性的电势的大小无关地在非常短的时间内到达目标电压。以下将描述本发明的第三示例性实施例。根据第三示例性实施例的高电压产生装置根据在紧接在启动负极性偏压之前输出的具有正极性偏压的极性的目标电压，估计带电到负载单元中的具有相反极性(正极性)的电势。在本示例性实施例中，在起动高电压产生装置之前，电压检测电路4检测具有相反极性的负载电势，所述电压检测电路4被配置为使得能够检测具有正极性和负极性的输出电压。根据与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的所检测电势的大小相加所对应的校正值，可变地设定起动过渡状态中的压摆率。即使不形成具有相反极性的高电压产生电路，能够检测具有正极性和负极性的输出电压的高电压产生装置也适用于这样的电子照相图像形成装置在该电子照相图像形成装置中，出现负载单元由于其他因素而通过具有相反极性的负载电势带电的情形。根据本示例性实施例的高电压产生装置是在这种情形下适用的具有单个极性的高电压产生装置。 图18D是示意性地示出功能的框图。除了图18A所示的常规高电压产生装置以外，图18D 所示的高电压产生装置还包括用于事先检测带电到相反极性的负载电势的块对。图16示出高电压产生装置的配置。与前面在第一和第二示例性实施例中描述的构成要素和信号类似的构成要素和信号被赋予相同的附图标记和符号，由此其描述不被重复。通过不是以GND电势而是以预定的电势Vofset保持输出检测电路4的一端处的电压， 偏置电势设定电路3使得能够与正极性和负极性无关地检测输出电压。微控制器1监视由
20输出电压检测电路4检测的负载电压Vsns。微控制器1根据在起动之前监视的所检测负载电压Vsns而在高速起动时段Tl中将改变的值写入用作压摆率设定寄存器的THsetl单元151。事先在用作压摆率设定寄存器的THset2单元151中设定在恒定电压控制等待时段 T2中使用的压摆率的固定值。ASIC 2在0N/0FF设定单元141启动高电压产生电路时首先输出与THsetl单元151中的寄存器值对应的压摆率可变信号THCNT，然后在经过定时器8 中设定的时间之后输出与THset2单元151中的寄存器值对应的压摆率可变信号THCNT。开关152切换压摆率。结果，即使负载单元通过具有相反极性的电势带电并且具有相反极性的电势取各种大的值和小的值，也可以按下述压摆率起动高电压产生电路所述压摆率是根据与具有极性的目标电压的大小和负载单元处的具有相反极性的电势的大小相加所对应的校正值而被可变地设定的。结果，输出电压可以与负载单元处的具有相反极性的电势的大小无关地在非常短的时间内到达目标电压。上述的根据第一到第三示例性实施例的高电压产生装置可被应用于上述的电子照相图像形成装置。通过以激光束打印机作为电子照相图像形成装置的例子来描述高电压产生装置的应用例子。在上述的示例性实施例中描述的高电压产生装置适于作为用于向电子照相打印机中的图像形成单元施加高电压的高电压电源。图19A示出作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机200包括用作上面形成有潜像的图像承载部件的感光鼓211、用于使感光鼓211均勻地带电的带电单元217、以及用于用调色剂使在感光鼓211上形成的潜像显影的显影单元212。转印单元218将在感光鼓211上显影的调色剂图像转印到用作从盒子216供给的记录材料的片材(未示出)上，并且，定影器件214 定影已在片材上被转印的调色剂图像，并且将片材排出到托盘215。感光鼓211、带电单元 217、显影单元212和转印单元218构成图像形成单元。图19B示出这样的配置在该配置中，从设置在激光束打印机200中的多个高电压电源501 503(在第一到第三示例性实施例中描述的高电压产生装置)输出的高电压被分别输出到带电单元217、显影单元212和转印单元218。第一高电压电源501将高电压输出到带电单元217，第二高电压电源502将高电压输出到显影单元212，并且，第三高电压电源503将高电压输出到转印单元218。从高电压电源501 503输出的高电压分别被控制为响应于从用作控制单元的控制器500输出的控制信号所需的电压。例如，当高电压被输出到带电单元217时，上述的电压检测电路检测流过带电单元217的电压，以调整输出，使得检测的电压具有预定的值。当高电压被输出到转印单元218时，电压检测电路检测流过转印单元218的电压，以调整输出，使得检测的电压具有预定的值。当高电压被输出到显影单元212时，上述的电压检测电路检测流过显影单元212的电压，以调整输出，使得检测的电压具有预定的值。因此，高电压电源适于施加用于图像形成的高电压。更具体而言，当在记录材料之间(也称为在片材之间)形成上述的用于分别检测颜色重合失调和浓度的斑块图像时，高电压可被高速地切换成正极性和负极性。即使在没有记录材料的区域中形成图像，也可执行控制，使得图像不被转印到转印辊上。如上所述，如果在第一到第三示例性实施例中描述的高电压电源被用作电子照相打印机的高电压电源，那么可以提高图像形成装置的速度，并且，可缩短第一印出(printout)时间(FPOT)。 虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于所公开的示例性实施例。所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释以包含所有的变更方式、等同的结构和功能。
权利要求
1.一种高电压产生装置，所述高电压产生装置输出具有预定极性或与所述预定极性相反的极性的直流电压，所述高电压产生装置包括变压器；驱动单元，被配置为驱动所述变压器； 信号产生单元，被配置为产生对于所述驱动单元的驱动信号； 整流单元，被配置为整流来自所述变压器的输出电压以输出直流电压； 电压检测单元，被配置为检测所述直流电压； 设定单元，被配置为设定所述直流电压的目标电压；反馈控制单元，被配置为根据由所述电压检测单元检测的直流电压和由所述设定单元设定的目标电压来执行所述驱动信号的反馈控制；以及输出控制单元，被配置为当从输出具有所述预定极性的直流电压的状态切换到输出具有相反极性的直流电压的状态时，在所述直流电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在所述反馈控制单元不执行反馈控制的情况下执行控制，以便以与具有所述预定极性的直流电压和具有所述相反极性的目标电压相对应的各变化量升高所述直流电压。
2.根据权利要求1的高电压产生装置，其中，所述输出控制单元基于从具有所述预定极性的直流电压求出的电势的大小来校正与具有所述相反极性的目标电压对应的变化量。
3.根据权利要求2的高电压产生装置，其中，所述电压检测单元检测具有所述预定极性和所述相反极性的各直流电压，并且基于由所述电压检测单元检测的直流电压，求出具有所述预定极性的电势的大小。
4.根据权利要求1的高电压产生装置，其中，供给到所述变压器的电源电压改变以切换变化量。
5.根据权利要求1的高电压产生装置，其中，所述过渡状态时段包括变化量是第一变化量的第一时段和在第一时段之后的、变化量是比所述第一变化量小的第二变化量的第二时段，使得第一时段和第二时段能够被可变地设定。
6.根据权利要求1的高电压产生装置，其中，所述驱动信号是PWM信号，以及其中，所述PWM信号的工作宽度被可变地设定，以切换变化量。
7.一种图像形成装置，包括图像形成单元，被配置为在记录材料上形成图像；以及高电压电源，被配置为向所述图像形成单元输出具有预定极性或与所述预定极性相反的极性的直流电压，其中，所述高电压电源包含 变压器；驱动单元，被配置为驱动所述变压器； 信号产生单元，被配置为产生对于所述驱动单元的驱动信号； 整流单元，被配置为整流来自所述变压器的输出电压以输出直流电压； 电压检测单元，被配置为检测所述直流电压； 设定单元，被配置为设定所述直流电压的目标电压；反馈控制单元，被配置为根据由所述电压检测单元检测的直流电压和由所述设定单元设定的目标电压来执行所述驱动信号的反馈控制；以及输出控制单元，被配置为当从输出具有所述预定极性的直流电压的状态切换到输出具有相反极性的直流电压的状态时，在所述直流电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在所述反馈控制单元不执行反馈控制的情况下执行控制，以便以与具有所述预定极性的直流电压和具有所述相反极性的目标电压对应的各变化量升高所述直流电压。
8.根据权利要求7的图像形成装置，其中，所述图像形成单元包含带电单元，被配置为使图像承载部件带电；或转印单元，被配置为转印在所述图像承载部件上形成的调色剂图像。
9.一种高电压产生装置，所述高电压产生装置输出具有预定极性或与所述预定极性相反的极性的电压，所述高电压产生装置包括电压输出单元，被配置为输出电压；电压检测单元，被配置为检测从所述电压输出单元输出的电压； 设定单元，被配置为设定从所述电压输出单元输出的电压的目标电压； 反馈控制单元，被配置为根据由所述电压检测单元检测的电压和所述目标电压来控制所述电压输出单元的操作；以及控制单元，被配置为当从输出具有所述预定极性的电压的状态切换到输出具有相反极性的电压的状态时，在电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在所述反馈控制单元不执行控制的情况下执行控制，以便以与具有所述预定极性的电压和具有所述相反极性的目标电压对应的各变化量升高电压。
10.根据权利要求9的高电压产生装置，其中，与具有所述相反极性的目标电压对应的变化量是基于从具有所述预定极性的电压求出的电势的大小被校正的。
11.根据权利要求10的高电压产生装置，其中，所述电压检测单元检测具有所述预定极性和所述相反极性的各电压，并且，基于由电压检测单元检测的电压求出具有所述预定极性的电势的大小。
12.根据权利要求9的高电压产生装置，其中，供给到所述电压输出单元的电源电压改变以切换变化量。
13.根据权利要求9的高电压产生装置，其中，所述过渡状态时段包含变化量是第一变化量的第一时段和在第一时段之后的、变化量是比第一变化量小的第二变化量的第二时段，使得第一时段和第二时段能够被可变地设定。
14.一种图像形成装置，包括图像形成单元，被配置为在记录材料上形成图像；以及高电压电源，被配置为向所述图像形成单元输出具有预定极性或与所述预定极性相反的极性的电压，其中，所述高电压电源包含 电压输出单元，被配置为输出电压；电压检测单元，被配置为检测从所述电压输出单元输出的电压； 设定单元，被配置为设定从所述电压输出单元输出的电压的目标电压； 反馈控制单元，被配置为根据由所述电压检测单元检测的电压和所述目标电压来控制所述电压输出单元的操作；以及控制单元，被配置为当从输出具有所述预定极性的电压的状态切换到输出具有所述相反极性的电压的状态时，在电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，在所述反馈控制单元不执行控制的情况下执行控制，以便以与具有所述预定极性的电压和具有所述相反极性的目标电压对应的各变化量升高电压。
15.根据权利要求14的图像形成装置，其中，所述图像形成单元包含带电单元，被配置为使图像承载部件带电；或转印单元，被配置为转印在所述图像承载部件上形成的调色剂图像。
全文摘要
本发明涉及高电压产生装置。当从输出具有预定极性的电压的状态切换到输出具有与预定极性相反的极性的电压的状态时，在电压到达目标电压之前所经历的过渡状态时段中，高电压产生装置以与具有预定极性的电压和具有相反极性的目标电压对应的各变化量升高具有预定极性的电压。
文档编号G03G15/00GK102347691SQ20111021398
公开日2012年2月8日 申请日期2011年7月29日 优先权日2010年7月30日
发明者向原卓也 申请人:佳能株式会社