专利名称：需求功率降低的窄带光学调制器的制作方法
背景技术：
发明领域本发明涉及一种光学调制器，尤其涉及一种具有最佳的电光相互作用从而减小所需功率的光学调制器。
相关技术描述传统的电缆TV系统(通常称作“CATV”系统)利用同轴电缆提供广播视频信号的大约八个频道。然而，近来消费者越来越要求更多的频道和额外的服务，如高清晰度电视。为了提供这些要求所需增加的信号容量，CATV系统已开始采用将信号作为光束载运的纤维光缆。
光纤传输系统在模拟和数字传输方面的一个缺点在于纤维光缆要经受一种被称之为“受激布里渊散射”(SBS)的现象。这是一种当光能在光纤入口处的值超过一给定的阈值时(一般对于具有频谱带宽小于20MHZ的窄带光源大约是6dBm)而产生一在光纤中发生声波的强光场的非线性效应。该声波充当动态散射光栅，产生反射波，将光学信号场中的能量带走。这种现象在美国专利U.S.4,560,246中有所讨论。
在模拟和数字系统中抑制布里渊散射的一种技术包括光信号场的相位调制。相位调制对在接收器处的检测过程没有影响，但它导致光纤中传输的信号频谱的加宽超过布里渊散射的相干频带。
为了通过相位调制而得到对布里渊散射的较好抑制，调制频率必须充分地高，且相差要在2π以上。
要得到这种相位调制的功率通常很高(在2GHz的相位调制频率下大于5W)。这限制了相位调制技术的应用。例如，功率的增加导致制作在一般用于调制器设计中的铌酸锂上的电极内部发热。这种材料具有较低的导热性，因此易于在材料中建立起发热，造成工作温度的上升并因而降低可靠性。
铌酸锂(LiNbO3)的光学相位调制器一般通过利用材料的电光效应得到。这种效应包括通过施加的电场调节光信号在其中传播的光导中的折射率。折射率随时间的变化产生光场所希望的相位调制。
为了得到一相位调制器，需要有一个光波导和一个允许有调制所需的电场产生的电极结构。铌酸锂晶体中的光波导通常通过钛扩散或质子交换而形成。
集总的行波电极结构是公知的。
图1A和图2A所示是两类光学调制器10和10a的电极结构的实例。每个调制器包括一形成在基底14中的光波导12。一对电极16、18形成在波导相对两侧基底14的表面上。这两种结构实质上在电终端上不同。这两种结构的基本特点和操作参数是公知的现有技术。例如，可以参阅于1988年SpringerVerlag出版的名为“Guided-Wave Optoelectronics”(Ed.T.Tamir)一书中由R.C.Alferness所著第四章“Titanium Diffused LithiumNiobate Waveguide Devices”。
集总电极示于图1A中。电极16连结到光源或调制信号V的驱动器，电极8接地。调制器的集总类型电极在低频时功能最好。事实上，从电的角度看，集总电极结构的表现实质上与集总电容C一样，与驱动器和电极的内阻R一起构成一个低通RC滤波器，如同1B所示。
行波型的电极结构克服了这些限制。图2A所示结构的电极16和18构成一个以其特征阻抗Rc终止的传输线，即匹配线。等价电路示于图2B。行波型调制器的电光响应也是低通型，但截止频率由光信号波和调制电场波之间的速度差决定。可以使此速度差很小，并且因而这些调制器通常具有较高的截止频率。
这两种类型的调制器都具有低通型的电光响应。
美国专利US4,372,643(Liu et al)公开了一种通过驻波电信号局部调制沿一对连结的光路的连结而产生的超快速选通电路。电极形成一个电传输线，传输线在其输入端通过一个具有输出阻抗R的信号源激励。在一个实施例中，传输线通过一个短路电路而终止，且电极成比例关系，使传输线的输入阻抗的实部等于R。当激励时，沿电极的长度产生驻波，电极局部地影响光波导之间的耦合。或者是电极可以通过一个断路电路而终止。
美国专利US4,850,667(Djupsjbacka)涉及一种用于光电子器件的电极布局。第一细长电极有一连结导体，在拟被调制光波的协助下用于输入微波信号。连结导体把第一电极分成一个驻波波导和一个行波波导，导体经过一个电阻连结到U形第二电极上。在该专利中还指出如果入射的调制微波的频率与驻波波导的谐振频率fc相符，则该微波在驻波波导中有最大的调制能力。
在该实施例中，驻波波导以其一端与U形第二电极的闭合端连结。该实施例中的驻波谐振频率fc=c/(4·L·nμ)，其中c是光在真空中的速度，L是驻波波导的长度，nμ是微波波导的折射率。
专利SU696842公开了一种基于大量电光晶体的电光超高频光学调制器。两个共轴谐振器连结到用在电光晶体相对面上的两个电极的端部。调制器的效率和调制深度通过电极的短路相对端而提高。共轴谐振器的和电极的电长度分别等于调制器工作范围的中心频率的四分之一波长和半波长。共轴谐振器可以由微带谐振器代替。
1994年12月第42卷12期的IEEE Transactions on MicrowaveTheory and Techniques一书中第2650-2656页由G.K.Gopalakrishnan et al.所著的文章揭示了谐振增强的LiNbO3行波光学调制器的性能和模型。提出了一种涉及调制器一定长度的无源区外线强度的谐振增强技术并在低频下进行验证。
1996年3月第14卷第3期的Journal of Lightwave Technology中第417-422页由M.M.Hoverton et al所作的文章揭示了一种利用用于高能光纤应用的减偏光源的SBS抑制。减偏光源利用行波LiNbO3相位调制器来证实。通过利用无谐振行波调制器获得调制器低频响应的谐振增强，其中无谐振行波调制器沿在断路或短路处终止的一段共轴光路上无谐振。因此，在此布局中的合成谐振腔包括调制器的有源部分和无源共轴缆。
申请人观察到用于提供电光学调制器的低通型传统结构不能满足光学相位调制器对现行应用的要求。
申请人已经认识到如果仅仅是使电极结构中调制信号的电谐振最大，或是电振荡器和电极结构之间的能量耦合最大(电效率)，不考虑电光相互作用，则可以在带通型电光学调制器中实现次于最佳的调制性能。
申请人发现通过使调制电信号和光波导结构中的光束之间的电光相互作用最优化可实现更高效的调制。
申请人还发现了一种提供具有带通型电光响应的光学调制器的装置，在中心频率处的电光相互作用最佳化。该装置使得能够获得在较低功率的工作频率处相同的调制深度。
发明概述本发明的其它特点和优点将在下面的描述中提出，部分特点和优点将从描述中变得更加清晰，或者也可能在对本发明的实践中得以认识。本发明的目的和其它优点将通过说明书和权利要求书以及附图中指出的装置实现并获得。
为了实现这些和其它的优点，并根据实施和展开描述的本发明的目的，本发明构成一个用于在波长λ的选择工作频率处工作的光学调制器。该调制器包括一基底；一形成在基底中并具有一输入端、一输出端和一种折射率的波导；和一具有第一和第二分支以构成电极长度L的行波型电极结构。相对于波导而言电极结构形成在基底上，以根据工作频率下施加给电极结构的调制信号进行折射率的电光变化。本发明还包括一连结第一和第二分支以形成电极结构的短路终端的电导体。
根据本发明的不同方面，本发明涉及一种光学传输方法，该方法包括步骤产生一光信号；在一个选定的频率上产生一相位调制信号；根据相位调制信号调制光信号的相位；将被相位调制的光信号放大到第一光功率；沿光纤的长度传输被放大的光信号；接收上述被传输的信号。
上述第一光功率有这样一个值，即在没有相位调制该信号的情况下在光纤的长度中产生SBS。
调制光学信号相位的步骤包括将上述光信号耦合到形成在具有一折射率的基底中的波导上；将相位调制信号耦合到具有电极长度L处于12和24mm之间的行波型电极结构中，相对于波导而言电极结构形成在基底上，以进行折射率的电光变化。
该方法还包括形成一电极结构的短路终端的步骤。
根据本发明的另一个方面，提供一种操作工作波长为λ的信号发生器的光学调制器系统。该调制器系统有一调制器，其包括一基底和一形成在基底中的有一输入端、一输出端和一种折射率的波导。该调制器还包括一具有第一和第二分支以构成电极长度L和宽度W的行波型电极结构。相对波导而言电极结构形成在基底上，以根据工作频率下施加给电极结构的调制信号进行折射率的电光变化。该调制器还包括一连结第一和第二分支以形成电极结构的短路终端的电导体。λ/L取自2.1至4.0的范围，W取自15至200μm的范围。该调制器系统还包括一阻抗匹配电路，用于将来自信号发生器的调制信号有效地耦合到调制器上。
应当理解上述的一般性描述和下列的详细描述是举例和用于解释的，并对权利要求所限定的本发明提供进一步的解释。
所包含的附图构成此申请文本的一部分，图示了本发明的一个/几个实施例，并对本发明的原理提供进一步地解释。
附图简述构成本说明书一部分的附图用来说明本发明的实施例，其与该描述一起对本发明的目的、优点和原理提供进一步地解释。
在附图中
图1A是带有集总型电极的现有相位调制器的平面视图；图1B是图1A所示电极结构的等效电路图；图2A是具有以特征阻抗终止的行波型电极的现有相位调制器平面视图；图2B是图2A所示电极结构的等效电路图；图3是包括根据本发明原理构成的电极结构的调制器平面视图；图4是与图2A和图3所示调制器的调制效率相比较的计算机模拟曲线；图5是具有传输线终止于特性阻抗形式的电极结构的调制器和具有传输线终止于短路电路形式的电极的类似调制器沿振幅和相位线的电压曲线；图6是本发明调制器的电极结构示图；图7是图6所示调制器的部分截面图；图8是图6所示电极结构一部分示图；图9是作为λ/L比的函数的调制效率曲线；图10是根据本发明原理构成的光学窄带振幅调制器平面视图；图11是具有传输线终止于特性阻抗形式的电极结构的振幅调制器(图10所示类型)和具有传输线终止于短路电路的振幅调制器调制效率相比的实际测试曲线；图12是上述测试的计算机模拟曲线；图13是用于评估被测试电路的相位调制效率的测试装置示意图；图14是对具有各种类型的电极终端的调制器抑制作为频率参数的布里渊散射的实际测试比较曲线，其中电极长度为25mm；图15是表示对于具有电极终止在短路电路并有输入阻抗匹配网的调制器作为频率函数的布里渊散射抑制的曲线，其中电极长度为15mm；图16a和16b分别表示具有共面带状波导(CPW)电极的光学调制器和具有非对称共面带状(ACPS)电极的光学调制器的截面图；图17表示对于ACPS线和CPW的反射系数的幅值曲线；图18表示对于具有CPW电极的光学调制器和具有ACPS电极的光学调制器的调制效率的比较；图19表示对于具有CPW电极的光学调制器和具有ACPS电极的光学调制器的调制效率的比较，其中调制器的输入阻抗与发生器的阻抗匹配；图20表示对于ACPS结构作为宽度函数的调制效率曲线，其中调制器的阻抗与发生器的阻抗不匹配；图21表示类似于图20的曲线，其中调制器的阻抗与发生器的阻抗匹配；图22表示调制器和发生器通过适当的阻抗匹配网耦合的框图；图23表示本发明调制器的调制效率如何随有源电极的宽度W变化。
优选实施例的详细描述图3表示根据本发明原理制成的调制器，调制器具有一行波电极，该电极构成一个终止于短路电路的长度为L的射频电场传输线。
为了更好地理解本发明，我们将比较两种行波型调制器的电光响应，其中一种调制器具有终止于其特性阻抗的传输线(匹配线)(图2A)，另一种调制器具有终止于短路电路的传输线(图3)。
图4是这两种情况下的模拟电光响应曲线。即由给定的电功率所得到的相差的电dB值与比例L/λ(正比于调制频率)的关系曲线，其中λ是调制信号的被“导向”波长，其与真空波长λ0有下列的比例关系λ=λ0/neffneff是电极对于电信号的有效折射率。neff值依赖于电极结构的特性和基底及阻尼层的介电性能，其中阻尼层夹在基底和电极之间，neff值随调制信号的频率变化。在有效益的频率范围内，通常光传播率neff随频率的增加而降低。
在此模拟中，没有考虑电压源和电极之间的传输线损耗和阻抗失配。可以看到，终止于其特性阻抗的电极有一个单调下降曲线402。曲线402的斜率依赖于光信号和调制电信号之间的传播速度的失配度。当电极终止于短路电路时，响应曲线404在低频处表现出极低的效率，对于升高的频率，虽然整体下降，但也表现出峰和振荡。
下面可以解释两种电极结构的不同表现。
假定其它的参数值恒定，并忽略在光束相互作用期间调制信号的相变(这是一个很好的近似，例如在0.5-3GHz频率范围内)，调制效率正比于沿传输线的电压的总和(幅值和相位)。
在匹配线中只有行波传播，相位沿着传输线随距离线性减小(图5中虚线所示)，且电压的幅值恒定(并等于V·Rc/(R+Rc)，其中V是发生器的电压，R,Rc正如前面所定义的，是发生器的内阻抗和电极结构的特性阻抗；该幅值总的小于V/2)，从而达到光学信号的调制。
在低频的限度之内，沿终止在短路电路中的电极结构的电压一致为零，且没有光学信号的调制。
当频率增加并且调制信号的波长变得与传输线的尺寸相当时，情况发生变化。在短路电路线中，入射波从传输线端部的反射产生静态波。
作为一个实例，图5是在调制器具有终止于短路电路的电极的情况下，在传输线的长度等于电信号“被导向”波长的一半(λ/L=2)的频率时沿传输线的电压的幅值和相位曲线(实线)。
显然，在传输线终止于短路电路的情况下，对于传输线全长的电压相位为零。在传输线的中点处电压的幅值达到最大值V，且在开始和结尾处为零。电压的最大值至少是存在匹配线情形时电压的两倍。在此频率处，可以得到相对于匹配的情况为更好的调制效率。但本发明人发现这还不是最佳效率的调制频率，解释如下。
在较高的频率处，发生电压沿传输线变化的标志。实际上，沿传输线第一部分产生的相位调制部分地被由第二部分产生的相反标志的相位调制抵消。这解释了图4的曲线404中的第一个最小值。
在第二个较高频率处又有一个最大值等。从曲线404中可以看出，在各个最大值处的电光效应值随着调制频率的升高而减小。这有几个原因。它们是调制信号波长的改变导致的有效作用长度的周期性变化(如果调制信号的波长小于电极长度的两倍，则电极不同部分的调制效率彼此相互部分地补偿，并且只有部分的电极长度有效地调制光)；并且光和电场之间的相互作用是分布式的相干，即电信号的相位，如同从传播的光学信号中看，电信号的相位不是恒定的。对于高频率，电极终止于短路电路的调制器的响应接近于被匹配传输线的调制器的情形。从传输线损耗中可以推测对于上升的调制频率调制效率的总体下降还有进一步地影响。但在图4所示的模拟中没有考虑这种影响。
本发明人观察到电压的整体(幅值和相位)不仅是电极长度的函数，而且也是λ、L的函数。对于短路电路终止的传输线，这种函数是I(λ,L)=Vg(λ/2π)sin2(πL/λ)其中Vg是发生器所施加的电压。
本发明人还考虑到技术上的制约，特别是可得到的基片的有限大小，把上限设置成调制器的长度并因而限制电极的长度。在同一基片上串联的调制器的制造中甚至存在更严格的限制。
本发明人发现在固定电极长度的限制下选择最佳调制效率的条件。
对于电极的固定长度，函数I(λ,L)对于λ/L等于2.7有最大值。
因此，在λ/L比为2.0的频率处不能得到最佳的调制效率。
上面提出的公式没有考虑光传输期间电信号的相变和传输线与电压源之间的电失配。特别是采用了一种简化的设想，假设沿传输线的最大电压在任何频率处为恒定值Vg。这并非严格成立，因为电压源和电极之间的阻抗失配，所以可以通过Vg乘于作为频率函数的a(f)来修改公式。根据申请人的计算，对于0.5-3GHz范围内的调制频率，上述简化的假设通常保持在较好的程度。最佳比例λ/L可以不是2.7，并一般地处于2.3和3.1之间。申请人已经计算出对于处于2.1和4.0之间的λ/L值调制效率保持相对较高。
从图4中可以看出，在传输线终止于短路电路(404)的情形中，按照对于比值L/λ近似等于0.37的模拟获得最大的调制效率，其与λ/L约等于2.7相同。从图中可以明确地看出，相对于传输线终止于特性阻抗的传统的行波型电极，在工作频率处可获得大约3dB的提高。但由于电极的趋肤效应而致的损耗以及调制器阻抗的失配所产生的效果，在实际的调制器中上述提高可能非常不同。
图6和图7表示根据本发明所制的非对称共面带状(ACPS)相位调制器的结构示意图。一X切割LiNbO3基底86支撑着一个波导88和电极90及92。根据本发明，电极90和92连结成区域94中的一个短路电路。电极的形成使得光波导通过它们之间的间隙并受到施加于电极的电信号的影响。
传输线可以是内部或外部终止。对于测试的装置结构，短路电路直接形成在基片上的外部终止更为有利，避免了外部连结的机械问题和在基片上的发热问题。
图7是图6所示调制器沿A-A线截取的截面图。
图8提供电极从其终端基台升出而形成器件的调制元件的区域的放大图。在该区域中电极调制经波导88传输的光信号，电极间的间隔为g，电极92的宽度为W。
申请人制造的电光学调制器包括同在一LiNbO3基片上的一个相位调制部分和一个幅值调制部分。幅值调制部分包括一个由传统的包含RF信号电极和DC偏置电极的电极结构控制的Mach Zehnde波导干涉仪。相位调制部分按照上述的图6至图8(ACPS型)制造，具有宽度W=10μm的信号电极，电极90和92之间的间隙G=10μm。电极92设计成16mm长，在图6中由L表示。
申请人已做试验测试了上述调制器的相位调制效率。
发射波长为1550nm的激光二极管被耦合到上述调制器的输入端。对幅值调制部分不施加调制，而同时把可变频率电发生器连结到相位调制电极结构上。
已知通过调制激光光学信号的相位把激光的线宽分成几段，以调制信号的频率和随调制信号的功率改变的幅度分隔分段的级数具有正比于贝塞尔函数Jn(β)的值，其中β正比于调制电压V。
调制器的光输出发送到具有7.5GHz的频谱范围和200的精细度的法布里-玻罗扫描滤波器，给出37.5MHz的FWHM滤波带宽。法布里-玻罗滤波器的输出发送到一个光电二极管，而该二极管的电输出耦合到由用于扫描法布里-玻罗滤波器的同样的信号触发的振荡器。以这种方式可以看出通过相位调制产生的“贝塞尔函数”线的幅度。相位调制效率通过测量使零阶贝塞尔函数即中心峰值为零〔J0(β)=0〕所需的电功率(即β值)而得到。
考虑电极的损耗、neff随频率的变化以及电压源和电极之间的阻抗失配，对此调制器的相位调制效率进行理论模拟。
图9表示理论和实验数据之间的对应。比例λ/L的值大致等于2.7时理论和实验上的调制效率均处于峰值。该值对应于大约2.0GHz的调制频率以及在此频率处大约3.5的neff值。由此设计的λ/L值处于2.7附近的调制器将工作在峰值调制频率处。还可以观察到调制频率在λ/L值处于2.3和3.1之间的某一值时较高，而λ/L值处于2.1和4.0之间的某一值也较高。
本发明的另一个实施例提供一种窄带幅值调制器。图10表示一种幅值调制器30，该调制器使电光响应在理想的频率处最大。调制器30包括一个具有输入端34、输出端36、第一和第二分支38、40的波导32。分支38和40每个都有第一和第二端42、44。第一端42连结在一起并连结到波导输入端34。第二端44连结在一起并连结到波导输出端36。
调制器30包括一含有第一、第二和第三分支48、50、52的电极结构。第三分支52位于第一和第二波导分支38和40之间。第一和第二电极分支48和50分别位于波导分支38和40之外。第一、第二和第三电极分支48、50和52每个都有第一和第二端54和56。第一和第二电极分支48和50的第一端54与地电位连结，第一和第二电极分支48和50的第二端56与地电位连接，并进一步在短路电路中通过一形成在基底上的导体连结到第三电极分支52的第二端56。光信号向波导输入端34的施加以及从具有内阻R的电压源向第三电极分支52的第一端54输入的调制信号V在波导输出端36产生一被幅值调制的光信号。
在测试实施例中，电极长度L为32mm。输入调制器的光信号波长约为1550nm。调制电信号耦接到电极结构并且其频率范围从大约130MHz到大约5.130GHz。该实施例的调制效率曲线如图11(曲线111)所示。从图中看出，获得最大电光效应的频率处于730MHz附近。上述调制器在有效频率峰值周围的一个频率处的折射率值neff约为3.7。λ/L的值在有效频率峰值处约为3.5。
考虑电极的损耗、neff随频率的变化以及发生器和电极之间的阻抗失配，对本实施例的特性进行理论模拟。模拟的结果示于图12(曲线121)。与实验结果很好地吻合。作为对比，图11和图12为一条实验结果曲线(112)和一条关于另一种传输线终止于特征阻抗的等同的幅值调制器的理论模拟曲线(122)。
构成的调制器相位部分电光学调制效率的提高通过申请人检测光学通讯系统中SBS抑制效率而得以确认。
申请人制成并测试的光学通讯系统示于图13。具体地说，用半导体激光器70向上述类型的幅值/相位调制器72供给波长为1550nm的光信号。
被调制的信号通过一个工作在饱和区域的掺铒光纤放大器(EDFA)74放大到16dBm的功率，并再提供给50km长的单模光线制成的光传输线76。从纤维传输线传输的光信号被提供给衰减器78并再到光电二极管探测器80。控制衰减器78使得所有的测量以探测器80处的光功率恒定，这通过功率计82测量。来自光电二极管探测器80的RF信号提供给电频谱分析器84用于分析。
对光纤输入端16dBm的光功率在接收器处的噪音并且没有相位调制进行第一测试。
通过电频谱分析仪(选择频率为200MHz)测量有关频率处的噪音功率。然后把相位调制信号以变化的频率施加给光学调制器的相位调制电极，该频率以200MHz的级差从400变到2400MHz。振荡器输出端的电功率保持在26dBm。
在每个频率级处测量200MHz频率时的噪音，同时保持接收器处的光功率恒定。在200MHz处有调制信号和没有调制信号的噪音值之差(以dB表示)代表抑制布里渊散射的一重要测量值。
图14是对作为调制信号频率的函数的布里渊散射抑制的水平曲线，为了比较，主要针对传输线终止于短路电路的调制器，和相同类型的但电极终止于50欧姆的电阻和终止于断路电路的调制器。可以看出，与电极终止于50欧姆电阻的调制器相比，具有短路电极的调制器在1GHz处得到抑制的提高近乎20dB。因为布里渊散射的抑制和相位调制效率之间的关系是非线性函数关系，所以很难通过这种测量精确地判断效率提高的程度。但是，较好的SBS抑制可靠地表示相位调制的效率较高。
图14还表示在1GHz附近的频率处所获得的最大抑制量。用于图14所示测试的调制器电极长度L为25mm。在这种情况下λ/L的比值大约为3.3。
图15表示对于具有15mm长度的电极终止在短路电路的相位调制器，其布里渊散射与频率的关系曲线。在这种情况下，传统的阻抗匹配网已被连结在调制信号源和调制器的电极结构之间。效率峰值落在2.2GHz周围。对于这种结构，λ/L比的最佳效率值约为2.6。
在2.1GHz的调制频率和2W的电功率下达到SBS散射的完全抑制。
在比较实验中，在与前一装置体系相同但调制器为具有阻抗匹配的终止电极结构而非短路电路终止的结构中，完全的SBS抑制需要大约8W的电功率。
本领域的普通技术人员应当理解，本发明并不局限于优选的基底的结晶切割，以X或Z切割功能同样优良。不同的只是晶体上电极的物理位置有变化，以便将电极发出的电力线与具有最大电光效应的晶体的光轴(c轴)对齐。
本发明提供一种窄带电光相位调制器，调制器中电光相互作用相对于光学CATV系统的相位调制器所适合的工作频率(2.0GHz附近)为最佳。该调制器使得电光相互作用最佳，并使得能够将电控制功率(等于调制深度)从8瓦降到2瓦。
用于铌酸锂(LiNbO3)传输线中的最通用类型的电极结构是共面波导(CPW)和非对称共面带(ACPS)。这两种类型的结构示于图16a和16b。在每种情况中，调制器210包括形成在基底216上的电极212和214。有源电极212的宽度为W，有源电极212和电极214之间的间隔或间隙为G。
申请人计算得出两种类型的结构对电调制信号呈现出相似的有效折射率，相差小于10％。因此，在两种结构中传播的电信号的波长，对于相频率相当。这意味着一旦选定工作频率，CPW和ACPS电极结构所需的长度实际上将相等。例如，为了提供2GHz频率附近的最大电光效应，利用有效折射率在3.5左右，获得下列的波长λ=λ0/neff=c/neff=4.3cm如前所述，通过λ/L关系值等于2.7来定义最有效的电极结构。将此关系值应用到上述的4.3cm的波长λ，并用2.7除，则显示出上述实例中建议的电极长度为16mm。
但是，调制器的总电光效应并不仅仅依赖于电信号和光信号之间的相互作用，还依赖于调制器结构耦合到发生器上的模式。
调制器和发生器间的耦合效率由反射系数r控制，r定义如下，其中Zg是发生器的阻抗(通常为50Ω)，Z是调制器的输入阻抗r=(Z-Zg)/(Z+Zg)相对于反射系数r，CPW和ACPS电极结构不同。图17表示CPW和ACPS结构的反射系数的模值之差异(以dB表示)。
图17的结果是针对于宽度W=10μm和间隙G=10μm的CPW和ACPS电极结构(图16a和图16b)。在调制效率中反映的反射系数之差并不明显。但通过模拟，从作为频率函数的两电极结构的特征参数(即特征阻抗和有效折射率)的了解中，申请人得出电压沿互作用线的变化，并由此算出该结构的电光效应。
图18比较了具有CPW和ACPS电极结构的光学调制器的调制效率。从图18中可以明显看出，在2GHz附近的最大效率，ACPS结构表现出总是大于CPW的调制效率，具体地说，比CPW结构的调制效率大大约0.5dB。
因为CPW和ACPS电极结构均为终止于短路电路，并因为传输线的损耗较小，所以调制器的输入阻抗总是非常不同于反射系数(图17)所示的与发生器匹配的最佳阻抗。发生器的功率实际上被安全反射。为了提高调制器和发生器系统的总体性能，可以在发生器和调制器之间插入一个无源阻抗匹配网。该无源网在使发生器和调制器之间的能量传输为最佳的工作频率处(如2GHz)，有可能利用发生器可拥有的全部功率。图22表示由适当的阻抗匹配网耦接的调制器和发生器方框图。这可以是先有技术中已知的一种标准阻抗匹配网。例如，图22表示一个经其内特征阻抗222(通常为50欧姆)耦接到无源阻抗匹配网226的调制信号源220。还连结到无源阻抗匹配网226的是本发明的调制器，由其阻抗224表示。
假设使用阻抗匹配网达到良好的匹配，两种类型电极结构的调制效率示于图19。
从图19中可以看出，在这种情况下与CPW结构相比还是优选ACPS结构。两种结构在最佳频率处的调制效率之差增加到2dB。另外，从比较图18和图19的绝对值可以明显看出，在ACPS结构的情况下阻抗匹配提高效率大于2dB。
申请人发现，在相位调制器的最佳结构设计中信号电极的宽度是一个基本参数。并且在这种情况中还需要识辨调制器直接连结到发生器的情形和阻抗匹配电路插入其中的情形。
图20表示对于各种电极宽度W和没有阻抗匹配电路时，作为频率函数的调制效率。该图表明，在发生器和调制器之间没有阻抗匹配电路，则小W(10μm)的结构最佳，这有两种原因。第一，随着W下降，最佳效率的频率向上移动，电极长度相同(图20是针对电极长为16mm的调制器)。第二，最小宽度的电极也表现出较为使人满意的频率响应。
当调制器阻抗与发生器匹配时情况完全不同。图21是对阻抗与发生器匹配的ACPS结构，调制效率随信号电极宽度变化的曲线。
在这种情形中，虽然随着电极宽度的增加较低的频率获得最大效率，但较宽电极的结构总是比较窄电极的结构在谐振频率附近的频率处更为有效，尽管只是一dB。虽然关于调制效率这些结构实际上等效，但具有宽电极的结构因可靠的原因更被推崇。这从本发明所属领域的热烈讨论中推出。让我们假设，除了电极宽度W相等之外两个同样设计的调制器的功率扩散也相同。因为较大宽度W的电极有较大的表面积，所以扩散热量更快，并因而单位时间扩散更多的热量。这造成调制器在较低的温度下工作，并因热感应不足的可能性很小，所以具有较高的可靠性。
对具有ACPS结构的调制器各种电极宽度的热扩散进行热模拟。表1给出这种模拟的结果，其中扩散功率为4.5。该表清楚地表明当电极宽度从10μm增加到80μm时通过丝极下降约50℃而达到最大温度。
表1W(μm)T(℃)10 20020 16940 15780 145因此可以理解，在发生器和调制器之间不存在阻抗匹配电路时，最佳结构是电极宽度为10μm的ACPS。但是，当调制器阻抗与发生器匹配时，最佳结构是信号电极宽度为80μm或更大的ACPS。在图6至图8所示的ACPS调制器中，信号电极92的宽度W为80μm表现出更好的可靠性，这是因为电极和电极下的基底中的热扩散效率更高；并且还提供增强的调制效率。
最后，图23表示电极宽度W和dB形式的调制效率模拟研究的结果。从图23中可以看出，电极宽度从10μm到150μm，效率从近似3.05dB上升到3.94dB，其中在10μm到120μm之间效率提高的最多。
可以估算出，宽度在15和200μm之间的电极提供提高的调制效率和对调制器电路减小的热应力。
本领域的技术人员按照所公开的过程和产品，在不脱离本发明范围和实质的前提下可以做出各种改型和变化。本领域的技术人员从本发明的说明和实施中可以清晰地理解本发明的其它实施例。在此的说明和实例仅仅是举例，范围和实质将由下列的权利要求给出。
权利要求
1．一种工作在选定的波长为λ的工作频率处的光学调制器，包括一基底；一形成在基底中并具有一输入端、一输出端和一种折射率的波导；一具有第一和第二分支以构成电极长度L的行波型电极结构，相对于波导而言电极结构形成在基底上，以根据工作频率下施加给电极结构的调制信号进行折射率的电光变化；一连结第一和第二分支以形成电极结构的短路终端的电导体；和其中λ/L的比值处于2.1至4.0之间。
2．如权利要求1所述的光学调制器，其特征在于λ/L的比值处于2.3至3.1之间。
3．如权利要求1所述的光学调制器，其特征在于第一和第二分支设置在波导的相对两侧，使得调制信号的施加在波导的输出端产生一被相位调制的光信号。
4．如权利要求1所述的光学调制器，其特征在于该波导包括第一和第二分支，每个分支都有第一和第二端，两第一端被耦合到一起并耦合到波导的输入端，两第二端被耦合到一起并耦合到波导的输出端；电极结构还包括一位于第一和第二波导分支之间的第三分支；和电极的第一、第二和第三分支中的每个都有第一和第二端，电极的第一和第二分支的第一端连结到一起，并且第一、第二和第三电极分支的第二端连结电导体；从而使调制信号向第三电极分支第一端的施加，在波导输出端产生一被幅值调制的光信号。
5．如权利要求1所述的光学调制器，其特征在于第一和第二分支具有约为12至24mm的长度，且工作频率值大约为2.0GHz。
6．一种光传输方法，包括下列步骤产生一光信号；在500MHz-3GHz范围内选定的一频率处产生一相位调制信号；根据该相位调制信号调制光信号的相位；将被相位调制的光信号放大到大于6dBm的光功率；沿光纤的长度传输被放大的光信号；接收上述被传输的信号。上述调制光学信号相位的步骤包括将上述光信号耦合到形成在具有一折射率的基底中的波导上；将相位调制信号耦合到电极长度L处于12和24mm之间的行波型电极结构中，相对于波导而言电极结构形成在基底上，以进行折射率的电光变化；其特征在于该方法还包括形成电极结构的短路电路终端的步骤。
7．一种用于操作工作波长为λ的信号发生器的光学调制系统，包括一调制器，该调制器包括一基底；一形成在基底中并具有一输入端、一输出端和一种折射率的波导；一具有第一和第二分支以构成电极长度L和宽度W的行波型电极结构，λ/L处于2.1和4.0之间，W处于15和200μm之间，相对于波导而言电极结构形成在基底上，以根据工作频率下施加给电极结构的调制信号进行折射率的电光改变；和一连结上述电极结构的第一和第二分支以形成电极结构的短路电路终端的电导体。
8．如权利要求7所述的光学调制系统，其特征在于宽度W处于40和160μm之间。
9．如权利要求8所述的光学调制系统，其特征在于宽度W处于60和120μm之间。
全文摘要
一种光学调制器,包括一光波导(88)和一耦合到光波导上的电极结构,以致使施加到电极结构(90、92、94)上的调制信号改变光波导的折射率,从而产生一被调制的光学输出信号。电极以终止于短路电路(94)中的传输线形式制造。调制信号的波长与电极的有效长度之比处于2.1至4.0之间,最好约等于2,7。调制器的结构既可以提供相位调制,也可以提供幅值调制。还提供了一种具有SBS抑制的光传输方法和光学调制器系统。
文档编号G02F1/01GK1302388SQ98809190
公开日2001年7月4日 申请日期1998年8月4日 优先权日1997年8月18日
发明者瑟基奥·博索, 埃米利奥·卡萨西亚, 詹路卡·格贝蒂 申请人:皮雷利·卡维系统有限公司