马达驱动电路系统的制作方法

本发明涉及马达驱动电路系统的改进，特别地但非排他地用于电动助力转向组件。

电动助力转向系统是已知的类型，其中电马达对转向装置的一部分施加辅助转矩，从而辅助车辆的驾驶员转动方向盘。马达通常可以通过减速齿轮箱作用于转向柱或者可以作用于转向齿条(rack)。在转动方向盘时，对驾驶员施加到转向装置的转矩的测量结果被传递到处理器，处理器产生转矩需求信号，该转矩需求信号进而用于控制马达以产生所需的辅助转矩。施加与驾驶员施加的转矩具有相同意义的辅助转矩减少了转动方向盘所需的力量。

马达(诸如多相永磁体马达)可以是星形连接或y形连接，由马达控制电路和马达驱动电路控制。马达驱动电路包括可以断开和闭合的开关，以响应于由控制电路提供的控制模式而将马达的相连接到dc源(诸如电池或地)。具体而言，每一相通过顶部晶体管连接到正电源轨，当顶部电晶体管导通时，将马达相连接到与正电源轨连接的电池正极端子。类似地，每一相通过底部晶体管连接到负电源轨。当底部晶体管导通时，将相连接到与电池负极或地连接的负轨。两个晶体管(顶部晶体管和底部晶体管)形成作为驱动电路的心脏的多臂桥电路的一个臂。通过断开和闭合开关，可以选择性地并且独立地使电流路由通过马达的每一相。

控制电路包括数字电路或模拟电路或两者的某种组合。控制电路的功能是向桥晶体管供应控制信号，从而按照进而使得电流根据给定马达转矩和速度所需流经相的模式断开和闭合桥晶体管。一般而言，该模式将由控制电路根据马达位置和由转矩传感器在转向系统中测量的转矩来设置。通常，桥的每个臂的模式包括脉宽调制波形。

典型的现有技术马达和驱动电路的示例在附图的图1中示出。电池(未示出)向具有顶部开关2、3、4和底部开关5、6、7的三相桥供应电力，这些开关向三相永磁体马达8馈电。所示的开关是mosfet，但也可以是任何其它类型的半导体开关，诸如双极晶体管。在本文中提到mosfet器件时，读者应当理解，这意在一般性地覆盖任何固态继电器或开关。

该布置的问题在于，可能出现故障模式，其中桥的一个臂中的顶部开关和桥的另一个臂中的底部开关可能都被卡在闭合位置，因而导致存在dc电流从电池通过正轨、通过马达的至少两相并返回到负轨的永久路径。这可能由于许多原因而发生，这些原因诸如控制电路导致不正确地指示晶体管保持闭合的控制模式被应用到驱动电路的故障，或者开关故障。当发生该故障状况时，马达抵抗转动，使驾驶员难以转动方向盘。

为了防止沿着前一段中所述的路径从电源吸取电流，剩余的桥开关可能处于故障模式，在该模式下，它们都被关断(即，开路)。但是，电流仍然有可能沿着如附图的图2中所示的路径流经马达。由于马达的电感，在故障模式下流动的任何电流将依赖于电流方向继续流经故障的桥开关和其它两个顶部或底部mosfet的体二极管。

在没有其它源存在的情况下，由于能量在马达绕组的电阻中和导通的mosfet体二极管的正向电压降上耗散，因此该故障电流将衰减为零。这在图3中示出。

但是，该情况并不能适当地隔离马达；来自驾驶员的继续的(无辅助)转向输入将使马达旋转，因而在绕组之间生成反电动势电压。只要该反电动势超过mosfet体二极管(故障mosfet旁边的顶部或底部mosfet)的正向电压，电流将再次流动，因而给出半波整流的周期性电流波形，抵抗驾驶员的动作(马达阻尼)。这在附图的图4中示出。

这是不可接受的情况，必须在适用的安全需求所设置的短的时间内对其进行整流。

为了确保电流不由于当马达物理旋转(例如，通过驾驶员)时的反电动势vbemf1,2而流动，已知在每个马达相中放置附加的隔离开关(在本文中被称为固态相隔离继电器(sspir))。该术语涵盖包括mosfet和双极晶体管的一系列固态开关。当故障发生时，驱动电路被置于故障事件模式，在该模式下，这些开关保持断开(不导通)，以确保相中没有电流流过。在图5中示出每个相中具有隔离开关的简单的电路(在本文中被称为固态相隔离继电器(sspir))。

虽然sspir的使用似乎是对问题的完美和全面的解决方案，但是申请人之前已经认识到，当sspir在高电流流经它时有意或无意地断开时，sspir出现问题。在该情况下，sspir两端的电压将由于在断开之前的时刻增大的漏极-源极电阻而快速上升，直到达到开关的击穿电压(雪崩条件)，除非受到外部装置的限制。在存在高电流的情况下，高电压的该组合导致短的高功率脉冲。该脉冲中包含的能量可能导致sspir的短路故障，从而达不到其目的。这在图6中示出。

已知在断开sspir之前等待马达中的电流衰减。但是，这并不是解决sspir的可能的短路故障问题的完全的解决方案。考虑基于12伏供电电池的代表性汽车应用，其中，在检测到故障桥mosfet后，桥mosfet断开，如图6中所示。来自驾驶员的继续的(无辅助)转向输入将使马达旋转，因而在绕组之间生成周期性的反电动势电压。只要该反电动势超过mosfet体二极管(在故障mosfet旁边的顶部或底部mosfet)的正向电压，电流将再次流过(半波整流)，因而抵抗驾驶员的动作(马达阻尼)。该电流可能足够高，以至于随后断开sspir的任何尝试都将使其进入雪崩模式，在该模式下，耗散的功率超过sspir的额定值，导致灾难性故障。

过去已经尝试通过提供在sspir断开期间吸收能量的缓冲器电路来克服该限制，否则会由于sspir中功率耗散过大而导致sspir损坏。但是，提供缓冲器电路本身可能造成缓冲器电路不能处理电流的突然变化的问题，并且在任何情况下，在缓冲器中引入附加的部件都会增加成本并导致更多潜在的故障点。

本发明的目的是改善与使用sspir相关联的问题，而无需使用附加的缓冲器电路系统。

根据第一方面，本发明提供了用于驱动具有两相或更多相的马达的马达驱动电路，所述马达驱动电路包括：

马达桥，对于马达的每一相具有桥臂，桥臂包括上开关和下开关，在正常运行中这些开关可以断开和闭合，以响应于来自马达控制电路的驱动信号而调制施加到相应相的电压，

至少一个固态相隔离继电器sspir，其在将马达的相应相连接到相应桥臂的电气路径中串联提供，sspir在正常运行中闭合，使得电流可以在该相中流动，并且sspir在故障运行模式下保持断开，以防止电流在该相中的流动，

其特征在于包括：

监测装置，用于监测相中的电流波形，从而至少在故障运行模式下提供输出，该输出指示何时断开sspir是安全的而不会由于雪崩模式导致sspir的损坏；以及

控制电路，其在正常运行期间将电压施加到每个器件，该电压足以保持sspir闭合并且在故障运行模式下对监测装置的输出作出响应，从而使施加到每个sspir的电压降低至使sspir在安全时间断开的电平。

因此，本发明确保sspir不会由于sspir中的过多功率耗散而在断开时被损坏，功率耗散已知为流经马达的电流与sspir两端的电压降的乘积的函数。这是通过对电流波形的仔细监测来实现的。

在每一相提供有相应sspir的情况下，监测装置通过独立地监测每一相中的电流波形，使得每个sspir的断开定时独立于其它sspir。每个sspir的断开可以独立完成，因此它们不必然要全部同时断开，而是仅在安全的情况下断开。

监测每一相中流动的电流的电流监测电路可以监测电流的幅度，或者它可以直接或间接地监测电流的变化率。直接地监测是指监测实际电流或电流的变化率，而间接地监测是指监测随着电流或电流变化率而变化的参数。

优选地，监测装置监测依赖于电流变化率的信号，特别地，监测装置确定依赖于相应相中的电流变化率的信号何时为负。该事件指示电流正在下降，并且是断开sspir的安全时间的指示。

在一个布置中，监测装置可以有其正在监测的信号的阈值变化率，在输出指示断开开关是安全的之前，该阈值变化率必须被超过。因此，被监测的信号中不会使变化率超过阈值的小的波动将不会造成输出被触发。

在一个优选的布置中，来自监测电路的输出信号可以包括二值切换输出，其中当电压在检测阈值以下时该二值切换输出具有第一值，并且当电压在阈值以上且正在下降时该二值切换输出具有第二值。该信号的改变可以提供使控制装置断开sspir的触发。

在一个特别有利的布置中，监测电路通过监测指示sspir两端的电压降的信号来监测电流波形。如果sspir是mosfet器件，则sspir两端的电压降是指漏极-源极电压。该电压将随着sspir的电阻和电流的变化而变化，虽然电阻在监测期间可能改变，但是该信号将随着电流的变化而变化。

这尤其有利，因为它允许监测电流而无需任何附加的电路系统，诸如必须在相中串联放置的专用的电流感测电阻器。

所监测的信号可以是实际下降的电压，或者是如在分压器两端测量的实际电压的一部分。

监测装置可以包括低通滤波器，电压信号通过该低通滤波器，监测装置监测经滤波的信号。之后，所监测的信号将是作为sspir两端的电压降的导数或者该电压的一部分的信号。

在简单的布置中，电流监测电路可以包括rc滤波器，rc滤波器中电阻r至少部分地依赖于器件电阻。

通过监测器件电压的变化率，并且如果超过负变化率的阈值则触发，如果电流监测电路检测到电流波形已经过峰值并且正在下降，则电流监测电路将触发。对于当马达被驾驶员转动时出现的经整流的周期性波形，这将在电流下降到零时发出信号通知安全时间。

申请人已经认识到，在sspir闭合的正常运行中，sspir两端的电阻降将非常小，并且为了监测这一点，将需要非常敏感的监测电路。

因此，在细化中，为了提供使用较不敏感的电路系统较容易测量的电压，控制电路可以被配置为使得在启动故障模式之后，施加到栅极的电压随时间逐渐下降，使得在到达sspir断开处的电压之前它逐渐通过阈值区域，在该阈值区域中漏极源极电阻对于栅极电压的小的变化大幅变化。

由于难以精确地控制电压以给出已知的电阻，以及突然切换到电阻过高并因此发生雪崩故障的电压的风险，因此控制电路可以被布置成使电压从阈值电压处或接近阈值电压的第一电压缓慢下降至在sspir断开处的电压以下的第二电压。缓慢下降是指电压在至少20毫秒或至少50毫秒内从阈值下降到断开电压。可以随着马达的转速的变化来选择该时间，使得当马达处于其最大额定速度时，需要电流波形的至少两个周期来下降通过阈值区域。

在阈值所指的电压处，例如图16中所示的电阻-栅极电压曲线通过明显的拐点，并且在该电压处，对于基极电压(或者，在双极器件的情况下为基极电流)的给定的变化，与当其保持在显著高于该阈值或拐点电压的电压(电流)时相比，电阻开始以高得多的速率上升。对于典型的器件，这将是大约4-5伏，其中完全断开电压大约为2伏或更小。当完全断开时，电阻实际上是无穷大。

在故障运行模式启动之后，sspir控制电路可以被配置为使施加到每个sspir的栅极或基极的电压快速下降到更接近sspir的阈值但在阈值电压以上的电平，并且随后使电压随时间更缓慢地降低以通过阈值。理想情况下，该下降使电压快速到恰在阈值以上的点，但为了安全起见，最好使电压下降到阈值以上例如约2-3伏的电压并且之后逐渐下降。

快速初始下降然后缓慢下降确保了自然下降到sspir断开处的电压的总时间不像如果对于给定的电压缓慢下降而没有快速下降所需的时间那么长。这确保了当电流太低以至于不能触发监测器时器件在可接受的时间段内自然地断开，同时不会下降太快从而使得监测电路在达到雪崩条件之前能够触发。

用于sspir的控制电路可以包括连接到sspir的栅极或基极的储存电容器，其在故障事件开始之后提供电压，在断开sspir之前，该电压的全部或减少的比例在阈值处或恰在阈值以上被施加到栅极。

控制电路可以被配置为提供从储存电容器吸取电流的路径，以使栅极电压朝着sspir断开电压逐渐下降通过阈值。

可以选择在栅极处的高初始下降速率和较缓慢的随后电压下降速率，以确保sspir在预定义的最大时间段之后断开，而不管在相中流动的电流，即，独立于监测装置的任何输出。这确保当低电流流动时继电器断开，这将不足以以其它方式触发监测装置的输出。典型的时间可以是100毫秒或更少。

在一个方便的布置中，sspir控制电路可以被配置为将来自固定电压源的电压施加到sspir的栅极(对于mosfet)或基极(对于双极晶体管)，这是在马达正常运行期间在阈值电压以上以确保sspir闭合的相当大的电压。这确保sspir允许电流流经相。该电压可以被选择为在器件阈值以上，在至少14伏或更高。对于具有大约5伏的阈值的sspir，初始的快速下降可以是大约4或5伏至大约9-10伏。

当故障事件启动时，控制电路可以将栅极与固定电压源隔离。在提供储存电容器的情况下，这将变成替代电压源。当连接到电源时，储存电容器将由固定电压源保持充电(toppedup)。

sspir控制装置可以包括与每个sspir关联的钳位电路(clampcircuit)，其通过使施加到sspir的栅极或基极的电压快速下降，在安全时间快速断开sspir。在通过储存电容器设置电压的情况下，钳位电路可以被配置为提供从电容器快速吸取电流的路径。

钳位电路优选地被配置为在马达以其峰值设计速度旋转时使得栅极处的电压在少于由于反电动势产生的经整流的电流波形的半周期的时间内下降到sspir断开处的电平。这确保它在电流再次上升之前完全关断。在钳位期间，电压的缓慢的逐渐下降变成快得多的下降。

应当指出，在使用双极晶体管代替mosfet的情况下，控制器将控制基极电流而不是电压。读者将理解该差异，并且对mosfet中控制栅极电压的任何引述也应当被理解为对双极器件中的基极电流的等同控制的公开。

如上面所提到的，本发明可以在马达的每一相中提供sspir，并且监测装置和控制装置可以独立地控制每个sspir。因此，可以监测每一相中的电流波形，使得每个sspir被安全地切断。

当故障事件被触发时，控制装置启动对sspir的断开。设想这可以由各种不同的事件触发。

例如，电路可以包括桥监测装置，其生成指示桥的开关不正确运行的信号，

桥切断控制装置，在接收到来自第一监测装置的指示桥的开关不正确运行的信号时，断开桥的剩余开关并且保持开关断开，并且输出由sspir的控制电路用以启动故障事件模式的信号。

开关不正确运行是指开关损坏并被卡住为闭合，或者开关由不正确的驱动信号不正确地保持闭合。

桥监测装置可以形成监测驱动电路的完整性的诊断装置的一部分。其可以被布置成监测驱动电路的以下一个或多个运行参数：

诊断装置可以包括包括至少两部分的电路系统：

1)诊断感测电路系统，用于对sspir的电压供应并且用于由桥提供的每个相电压；以及

2)诊断触发电路系统，其操作(exercise)控制装置和监测装置。

诊断电路系统和算法可以被配置为验证以下功能：

1)对每个sspir的栅极或基极的电压供应可以被切换，并且不管关联的相电压为何，它都可以提供足够的电压以将每个sspir维持在导通状态。

2)在导通状态下，每个sspir可以在关联的相和马达端子之间提供连接。

3)在关断状态下，每个sspir可以在关联的相和马达端子之间提供足够的隔离。

4)在断开每个sspir之后，每个sspir在足以使感应性故障电流衰减的最小持续时间内保持关断。

5)在桥初始切断之后，每个sspir将在由安全需求设置的最大持续时间内断开。

6)在桥初始切断之后，每个sspir可以被触发为在短的持续时间(短于与上述4和5关联的持续时间)内断开

7)在桥初始切断之后，每个sspir具有位于“必须运行”和“不能运行”水平内的触发灵敏度(以再生马达电流)。

此外，诊断电路系统和算法必须在整个运行温度范围内以及对于所有角速率(包括零和最大值)的马达旋转的情况下满足上述1至7。

诊断电路系统可以在启动时或运行时确定完整性，并且如果电路被认为是有缺陷的，则可以中止驱动电路的运行。

马达驱动电路可以包括电动助力转向系统的驱动电路。该电路可以驱动连接到车辆的方向盘的马达。

根据第二方面，本发明提供了一种驱动具有多个相的马达的方法，其中每一相通过相应的固态相隔离继电器(sspir)连接到桥驱动器，该方法包括在故障事件被启动的情况下按次序执行以下步骤：

确定在每一相中流动的电流处于可以安全地断开sspir而不会由于sspir进入雪崩模式导致损坏的水平的时间，以及在识别出安全时间的情况下断开sspir。

该方法可以包括监测在每一相中流动的电流波形，或者监测随着电流波形而变化的信号，以检测电流何时已经过峰值，并且一旦峰值已经被经过就断开sspir。

该方法可以包括通过监测sspir两端的电压降来间接地监测电流波形。该电压将依赖于sspir的电流和电阻，但是通过保持电阻相对恒定或确保其逐渐升高，电压的任何负变化将是电流的负变化的函数并且指示断开的安全时间。

该方法可以包括在故障事件启动之后使sspir的栅极电压(或者对于双极器件为基极电流)下降到阈值电平，在阈值电平处，器件电阻随电压的变化而急剧变化，并且在那时监测器件两端的电压降，作为指示电流波形的信号。

该方法可以包括检测该电压的变化率何时超过阈值负值。

现在将仅通过举例的方式参考附图描述本发明的三个实施例，其中附图如下：

图1是代表用于汽车电动助力转向系统的现有技术马达电路的一般示意图；

图2是对应于图1的示意图，示出了当其中一个开关故障时电流在马达四处流动的潜在路径；

图3是对应于图1的示意图，示出了甚至在与马达电感关联的马达中电流的感应性衰减导致桥已经闭合之后，电流流动的替代路径；

图4也是对应于图1的示意图，示出了当马达迅速旋转时由马达中的反电动势导致的另一电流源；

图5是替代电路的示意图，其中由马达相和桥之间串联连接的开关保护马达的每一相；

图6是对应于图5的示意图，示出了甚至当桥闭合时由马达中的反电动势导致的电流流动的路径；

图7是根据本发明的第一方面的连接到马达的马达驱动电路的实施例的示意图；

图8是与单个sspir关联的控制电路的示意图；

图9是在单个sspir两端耗散的功率相对于桥开关断开之后的时间的曲线图，其指示当马达以最大预期速度(在该示例中为5000rpm)旋转时在时间t＝50ms(毫秒)处启动故障事件；

图10是对于图9中绘制的事件，器件中的电压和电流随时间变化的曲线图；

图11是对于其中故障事件被触发并且马达处于空闲状态的测试台的测试运行，栅源-源极电压vgs、漏极-源极电压vds和漏极源极电流ids相对于时间的曲线图；

图12是对于其中马达自由旋转的重复测试，图11的曲线图的类似集合；

图13是对于其中马达被驱动器强制以高速转动的重复测试，图11的曲线图的类似集合；

图14是图13的曲线图的放大视图；

图15是图13的曲线图的替代的放大视图；

图16是示出随栅极电压(栅极-源极电压)变化的sspir漏极-源极电阻并且示出当电压下降至大约5伏以下时电阻开始快速上升的阈值的示意图；以及

图17是用于马达驱动电路的一个sspir的示例性控制电路和监测电路，如图11至图15的测试中所使用的。

如图7中所示，示出了用于电动助力转向系统的马达驱动电路100。马达101包括三相马达，其具有在公共的星形点102处连接在一起的三相u、v和w。每一相的未连接在星形点处的端部经由多个固态相隔离继电器(sspir)104、105、106连接到马达桥电路103的相应支路，其中每个sspir与每一相串联。该示意图针对每个sspir示出了作为单独元件的内部二极管和密勒(miller)电容(与mosfet器件关联)。

马达桥电路未详细示出，但通常与图1中所示的一致。每个臂或支路包括通过顶部mosfet开关将马达连接到电池电源的正侧的上部，以及通过底部mosfet开关将马达相连接到电池电源的负侧的下部。每个臂中的顶部和底部开关使得能够通过闭合顶部晶体管并且同时断开底部晶体管而将相连接到正侧。它们还使得能够通过闭合底部晶体管并且同时断开顶部晶体管而将相连接到地。类似地，它们允许通过同时断开顶部和底部晶体管而使相保持浮置。

通过由基于微处理器和桥驱动器的控制电路(未示出)施加到开关的切换模式来控制桥的顶部和底部mosfet的断开和闭合。该模式指示在任何时间每个开关是否应当断开和闭合。在如图所示使用mosfet开关的情况下，模式可以简单地包括施加在晶体管的栅极-源极端子之间以使其闭合的正电压，或者当开关要闭合时栅极-源极端子之间的零电压。切换模式的选择依赖于马达在任何给定时间的位置、要实现的期望马达转矩以及期望的马达速度。假定马达位置和速度被测量并被馈送到微处理器，连同指示来自马达的所需转矩的转矩需求信号。由微处理器处理这些测量结果和信号以产生期望的模式。可以使用附加的信号来确定期望的逆变器切换模式。该控制电路在本领域中是众所周知的，因此这里不再详细讨论。

诊断电路120与桥关联。其包括确定桥的开关的故障事件的监测装置，以及当从第一监测装置接收到指示桥的开关故障的信号时断开桥的剩余开关的桥切断控制装置。

每个sspir是如图所示包括mosfet晶体管的固态开关104、105、106。在使用中，这是常闭的(漏极-源极导通)。这些开关在正常运行中通过从sspir控制装置108施加到栅极的电压而保持闭合。控制装置在该示例中是模拟电路并且在图8中被示为方框，并且在图7中更详细地示出。示例性电路在图17中示出。控制电路布置在三个相同的部分中，其中每个部分与每个sspir关联。为了方便，下面给出单个控制电路和sspir的运行，另外两个以相同的方式工作。

控制电路用于在正常运行模式下保持sspir闭合，并在故障事件(停机)被触发时将其安全地断开。控制电路响应于来自相应监测电路113的输出信号，其中监测电路113监测随着流经sspir的电流而变化的信号以识别断开的安全时间。因此，sspir只有在断开是安全的情况下才被控制电路108断开，安全时间被定义为sspir两端的电流和电压不会达到如果持续足够长时间则不会使sspir进入雪崩击穿的水平的时间。

该示例中的栅极电源电压得自28v电源，但在栅极处不能超过20v(绝对最大值，典型值为14-15v)，器件的阈值为大约4-5v，如前所述。在常闭状态下，控制装置因此向每个mosfet施加例如15伏的栅极电源电压，并且在该模式下，除了在闭合的mosfet两端提供小的固定电压降之外，每个sspir对马达的运行没有显著影响。

现在将参考图17所示的详细电路来更详细地解释控制电路108和监测电路113的运行。

如图7和图17的详细示意图所示，控制装置的三个相同的部分共享公共开关109，公共开关109在<切断>被禁用的正常运行中闭合。开关109经由反向阻塞二极管将栅极电源电压107连接到低压差调节器(ldo)110，低压差调节器110将接通状态栅极电压设置在大约15伏，而不管额定为约28伏的电源电压。控制装置还包括储存电容器11，其在栅极电源中有短暂下降的情况下保持栅极电压。

控制电路还包括在正常模式下不运行的比例栅极控制电路112，以及在正常模式下同样不运行的栅极钳位电路114。虽然被示为单独的方框，但是这些都是每个sspir的控制电路的组成部分。

图7和图17的示例中的监测装置113包括与每个sspir关联的边缘检测电路113，其间接地监测流经sspir的电流的变化率，并且当电流在达到峰值后下降到阈值比率之上时产生输出信号。这指示它是断开的安全时间，并且该信号被馈送到控制装置108。当该信号指示电流已经过峰值时，控制装置通过激活栅极钳位112快速断开开关来进行响应，其中栅极钳位112将栅极电压快速拉低至sspir断开(非导通)处以下的低电压。

在正常运行中，诊断装置只是简单地观察桥，但是如果识别出mosfet有故障，则切断控制装置强制所有其它mosfet都断开(非导通状态)。这是马达保护的第一阶段，<切断>事件的启动。在该事件被启动之后，sspir被断开以提供附加的保护，但是仅在当确定这样做安全的时候断开sspir。开关的该两阶段受控断开确保给出高程度的保护以及开关损坏的低风险。

在<切断>故障事件启动之后，在桥开关断开之后控制装置立刻断开开关109，因此将每个sspri的栅极电源电压与栅极隔离开。这进而使得形成sspir控制电路的一部分的比例栅极控制电路变为活动的。在那时，该控制电路从提供完全导通状态的栅极电压切换到提供在储存电容器111上保持的电压的可变比例，即，在栅极阈值电平附近。例如，如果阈值为4-5伏，则比例控制电路使栅极处的电压下降到电容器15伏的2/3左右，该电压被大大降低但是在缓慢下降开始时仍然比阈值高出安全边际。

在<切断>开始之后，随着时间经过，储存电容器111上的电压随时间衰减。比例栅极控制电路112继续供应储存电容器处的电压的更小的比例，使得栅极电压在由适用的安全需求设置的持续时间(典型为100ms)内达到关断状态(即，sspir断开)。

当栅极电压下降时，它将通过阈值区域，阈值区域是指sspirmosfet的导通状态电阻(rds-on)上升的区域。由于马达再生(regeneration)引起的任何故障电流将导致sspir两端稳定地增加的电压波形(vds)。一旦该电压超过检测阈值，监测装置监测到该电压。这是间接地指示电流波形正在做什么的信号，因为电压依赖于电阻和电流。

由于sspirmosfet的固有miller电容(漏极-栅极电容)以及比例栅极控制电路的相对高的阻抗，导致vds正向上升的故障电流也将导致栅极电压(vgs)的上升。这导致rds-on的瞬时减小，因而限制了vds的上升。如图所示，可以通过附加的外部漏极-栅极电容来增强该效应。该机制确保在增加的故障电流流动时开关不被断开，因为栅极电压的下降被停止并且因此逐渐断开被停止。

最终，相中的电流将下降。这是因为反电动势与rpm成比例(通常，一旦故障事件被触发则rpm下降，因为那时桥一般将被禁用)，加上sspir电阻随着栅极电压下降而上升，因而增加了器件的导通状态电阻，该导通状态电阻以函数i＝v/r与电流相关。电流的该下降由监测装置(图7中的电路标记的边缘检测)间接地监测，该监测装置检测负向vds波形。一旦其被检测为在阈值电平(由vds边缘检测电路设置)以上，则监测电路将信号输出到形成sspir控制电路的一部分的栅极钳位，其中该信号触发钳位电路114(在该示例中为“晶闸管式”栅极钳位电路)。栅极钳位电路使储存电容器以及sspirmosfet栅极上的电压(经由二极管)二者快速放电。这使sspir快速断开。

假设vds电压的下降对应于电流的下降是安全的，因为虽然绝对的器件电阻是未知的，但是已知其随时间逐渐上升，因此其本身不能导致高的电压下降速率，确实会有助于稳定电流的增加的电压。因此，该电压适用于间接监测电流波形，并且以该方式使用sspir消除了对单独的电流感测电阻器的需要。

为了满足适用的安全完整性等级(sil)需求，必须在上电时和其它时间可以根据需求验证sspir控制电路的正确运行。

图9和图10示出了在典型的故障事件中图7的马达驱动电路的运行。在该示例中，桥电路在时间t＝50毫秒处切断，这提示用于sspir的控制装置的操作立即进入故障事件模式。该曲线图仅对应于一个sspir并且包括功率pwr_sspri、对应于相中的电流的漏极-源极电流ids、栅极电压vgs、储存电容器上的电压vreservoir以及器件两端的从漏极到源极的电压降vds。

在故障事件之前，sspir的栅极被保持在由为储存电容器充电的ldo设置的大约14伏。这显著高于典型mosfet的大约4-5伏的阈值电压，如图16中所示(图中明显的拐点的区域)。在故障事件开始时，比例栅极控制开始并且栅极电压快速下降到在储存电容器电压上保持的电压的比例。在该情况下，电压下降到电容器电压以下大约5伏，即，下降到大约10伏，然后，当电容器电压逐渐减小时，朝着大约5伏的阈值缓慢下降。然后，当储存电流被抽出达大约80毫秒时，其可以被视为随时间逐渐减小。应当指出，在该示例中，sspir具有大约5伏的阈值，因此电压清楚地在该电平附近，但仍然远高于sspir被断开处的电平(在该示例中为大约2伏)。

由于当马达以5000rpm旋转时的反电动势，相电流ids周期性变化。在大约40毫秒之后，栅极电压下降到阈值电压以下，达到器件电阻快速上升的程度。电阻的该上升使得器件中的功率快速上升，但通过器件中miller电容的效应使得栅极电压上升因而降低电阻，使其保持被限制。

一旦该周期中的相电流开始下降，在大约85毫秒，阈值检测器触发钳位。然后，这快速去除了储存电容器中的电荷，这使得栅极电压下降到在该示例中sspir断开处的4伏电平以下。

因此开关快速断开，但是仅在这样做安全时断开。对于任何显著的时间，器件中的功率不上升超过500瓦。功率脉冲的功率和持续时间的该限制一起是防止雪崩故障发生的原因。

该特定实现中的限制为大约800mj(例如，在1ms内平均功率为800w)，或者在高温运行时大约400mj(设计为在该下限内运行)。

为了更清楚地理解运行，图11至图15是在模拟电动助力转向系统的测试台上获得的从故障事件开始到sspir断开的各种马达运行状况期间获得的测试曲线图。测试台包括当由驱动器强制驱动时具有大约5000rpm的最大额定旋转速度的马达，以及具有根据图17配置的控制和监控电路的驱动电路。每个sspirmosfet具有大约4-5伏的阈值以及2伏或更小的断开栅极电压。使用28伏的栅极电源电压，并且电容器在被耗尽之前控制比例控制器在接下来的100毫秒左右的时间内快速下降到10伏(高于阈值大约4伏左右)。

图11示出了第一次测试的结果，其中在10ms(每个分度10ms)内去除</切断>，马达处于空闲状态。

·黄色迹线为vgs(栅极电压)，每个分度为5v。它上升并在14v保持10ms，快速下降到大约7v(即，7伏立即被“比例栅极驱动cct”移除)，然后缓慢衰减(跟踪储存电容器衰减小于7v)，在另一个70ms之后达到3v。

·品红色为vds(漏极-源极电压)，每个分度为5v。在测试设置中，当释放</切断>时，它从10v立即下降到0v，然后在20ms内缓慢上升(即，缓慢关断)，在</切断>之后大约50ms开始被大约3.5v的vgs置位(asserted)。

·青色为ids(漏极电流)，每个分度为20a，得自5mω电阻器两端的100mvp-d，用于获得对测试电路的测量。它始终保持在零(马达静止)。

图12示出在</切断>去除(和有效的桥故障插入)之前马达自由旋转。由于(恰在故障插入之前)22v的相-相开路反电动势引起的初始故障电流的峰值为大约96a。该故障电流引入反向转矩，因而使马达制动，使得电流峰值在40ms后仅达到大约10a。没有发生触发，sspir在60ms之后的某个点自然断开，这通过vds不再返回到零来证明。

图13示出了对于马达正在显著的驱动器输入的情况下旋转的情况重复的测试。125a的初始电流峰值持续20ms，并且仅当rds上升时才出现衰减，这通过上升的vds信号来证明。

图14是与图13相同的测试结果，放大(1ms/div)以示出在</切断>之后大约28ms的触发和快速栅极关断。由于剩余10a的故障电流，在vds中存在窄的尖峰，由于高的负di/dt使电流快速变为零，因此该尖峰几乎立即消失。在这里可以看到miller电容的效应有助于关断，从而导致栅极电压的负下冲(-2v)。

最后，图15也与图13相同。在vgs纹波中可以清楚地看到miller电容的效应，在每个正向电流脉冲时vgs纹波稍微上升，导致关联的vds上升被抑制/延迟，而ids的下降造成vgs和vds的同时下降。在ids达到零之后，vgs在大约5ms内从其负向下降恢复，返回到稳态指数衰减曲线。

应当理解，上述示例不意在限制保护范围。例如，虽然示例使用mosfet作为sspir，但是可以使用双极晶体管。在该情况下，控制装置不是改变栅极电压而是改变基极电流。这可以通过小的修改使用所示电路容易地实现，其中储存电容器通过电阻器供应基极电流。因此，可以将对使栅极电压逐渐下降的引述替换为等同的对使栅极电流逐渐下降的引述。