本发明涉及在两个(或更多个)车道电动助力转向(eps)系统中的控制，并且特别地但不排他地涉及在这种eps系统中管理故障。
背景技术：
电动助力转向(eps)系统在现有技术中是众所周知的。由电马达产生的功率用于在转向柱中产生助力转矩，助力转矩的方向与检测到的由转动方向盘的车辆驾驶员产生的需求转矩的方向相同。
图1(a)示意性地表示具有两个逆变器桥的eps系统中的功率流。电池10为双逆变器桥14、14'和作用在同一转向齿条上的两个马达12、12'供电。因此，每个马达12、12'贡献大约50％来助力转向。如在图1(b)中例示的，在逆变器桥14'之一发生故障的情况下，由于另一个逆变器桥14仍然可以提供助力，因此eps系统保持可操作。但是，即使有故障的桥电路被禁用，阻尼电流仍然会流入它。这些阻尼电流可能会导致产生过多的热量，从而可能会导致进一步的故障。当然，期望即使在发生故障时也维持转向助力，但是这种进一步的故障使之处于危险境地。
解决这个问题的已知方法包括断开有故障的逆变器与马达之间的连接，这需要内置的阻断开关。对于大多数情况，当无故障时，这些阻断开关没有用处，但仍然占据宝贵的空间、消耗能量并且是价格昂贵的。因此，期望替代方案。考虑到前述内容设计了本发明的各方面和实施例。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供了一种如权利要求1所述的控制eps装置的方法。
根据本发明的第二方面，提供了一种如权利要求14所述的用于eps装置的控制系统。
根据本发明的第三方面，提供了一种如权利要求18所述的eps系统。
下面讨论本发明的方面和/或实施例的各种特征。
故障/短路可能已经被检测到或者可以形成本发明的方面或实施例的一部分。
逆变器桥中的每一个可以包括连接到马达的每一相的两个或更多个开关。在早期检测到逆变器桥之一中的开关之一的故障之后，在一种实施例中，该逆变器桥中的开关可以被操作或选择性地操作，以控制流过它的电流和/或它两端的电压。
每个逆变器桥可以包括多个开关组，每个开关组包括连接到每一相的一个或多个开关。在检测到第一组/其它组中的开关的故障之后，可以选择性地操作第一组/其它组中的其它开关，而不操作其它组/第一组中的那些开关。即，只有包含故障开关的逆变器内的开关才以这种方式被选择性地控制。
在一种实施例中，选择性地操作第一组/其它组中的其它开关包括永久性地接通其它开关。
可替代地，选择性地操作第一组/其它组中的其它开关可以包括接通和关断其它开关。切换可以根据一个或多个预定标准。这些标准可以包括以下中的一个或多个：马达速度、马达位置、其中一个开关内的电流方向、马达相上的电流或电压。
可替代地，该方法可以包括依赖于其它标准根据以上两种方法中的任一种来选择性地操作开关。在一种实施例中，该方法可以包括确定马达的速度是否小于预定阈值，并且如果马达速度小于阈值，则接通第一组/其它组中的其它开关，并且如果马达速度超过阈值，则选择性地接通和关断第一组/其它组中的其它开关。附加地或替代地，该方法可以包括确定逆变器桥电路内的温度是否小于预定阈值，并且如果温度小于阈值，则接通第一组/其它组中的其它开关，并且如果温度超过阈值，则选择性地接通和关断所述第一组/其它组中的其它开关。
在一种实施例中，选择性地接通和关断第一组/第二组中的其它开关依赖于以下中的一个或多个：马达速度、马达位置、其中一个开关内的电流方向、马达相上的电流或电压。
选择性地接通和关断所述第一组/其它组中的其它开关可以包括：如果其它开关中的一个开关两端的漏极-源极电压为负或低于预设值，则接通该开关；并且如果其它开关中的一个开关两端的漏极-源极电压不为负也不低于所述预设值，则关断该开关。
开关可以是mosfet。
本发明的方面和实施例有利地提供了用于管理故障状况(诸如在故障起源的逆变器桥中的mosfet短路)的控制策略，但是仍然完全操作另一个或其它逆变器桥并且使得对其不利影响最小化。在一种实施例中，本发明提供了在故障的桥中切换健康的mosfet以减少传导损耗来允许在复原模式下的扩展操作并且减少二次故障的可能性。这是通过将阻尼电流引导通过mosfet沟道而不是通过体二极管来实现的，其有利地显著降低了设备中的功耗。这有利地使得能够持续地提供转向助力，同时避免了系统中的过度损耗。
附图说明
现在将参考附图的图来描述本发明的实施例，其中：
图2(a)和(b)示出了在故障状况之前和期间双桥系统的一侧的简化示意图。
图3示意性地图示了在图2的系统内在所有mosfet关断的情况下的电流流动；
图4示出了使用图3的方法获得的仿真结果；
图5示意性地图示了根据本发明的一个实施例的控制方法；
图6示出了使用图5的方法获得的仿真结果；
图7图示了根据本发明的另一个实施例的控制方法；
图8示出了使用图7的方法获得的仿真结果；
图9比较根据本发明的不同实施例的控制方法的特征；以及
图10是根据本发明的一个实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
图1(a)和(b)虽然表示已知的双桥控制系统，但是其在本发明的各方面和实施例中被利用，因此，对其使用的标号也用于讨论本发明的联系其实现的各方面和实施例。值得注意的是，两个马达12、12'可以物理地位于一个壳体中或者单独地存在，但是在任一种情况下，它们都作用在同一转向齿条上，并且在正常操作中每一个贡献大约50％的转向功率。马达12、12'可以方便地是无刷三相ac永磁同步(pmsm)马达。
图2(a)比图1(a)(其示出了两个半部)更详细地示出了双桥逆变器14的一半。dc电压由供电轨和地线之间的电池10施加，并且经由逆变器14连接到三相马达12。逆变器14包括三个并联臂(a、b、c)，每个并联臂具有串联连接在供电轨和地线之间的一对mosfet。马达相a、b、c从相应的一对mosfet之间分出。因此，mosfet16、18连接到马达12的第一相a，mosfet20、22连接到马达12的第二相b，并且mosfet24、26连接到马达12的第三相c。成对的mosfet(臂a、b、c)彼此并联连接至电池10。可以在电池10与mosfet16、18、20、22、24、26之间提供功率滤波器28。
mosfets也被布置成两组，其中mosfet16、20、24在逆变器14的“高”侧并且mosfet18、22、26在逆变器14的“低”侧。术语“高”和“低”仅是方便引用的标签。每个mosfet16、18、20、22、24、26包括体二极管和晶体管沟道。每个mosfet16、18、20、22、24、26的栅极连接到被配置用于向每个mosfet提供控制信号(例如，以接通或关断它)的控制块。为了简单起见，没有示出控制块与mosfet的栅极连接。
在正常操作中，mosfet16、18、20、22、24、26由驱动级控制器以受控的方式接通和关断，以控制施加在每个马达绕组两端的电位差，因此也控制流过绕组的电流。这进而控制了由绕组产生的磁场的强度和方向，并因此控制马达的转矩和速度。这在正常操作中适用于桥14、14'两者，即，在正常操作期间，两个桥14、14'的所有mosfet都以受控的方式关断和接通。
图2(b)表示桥14的其中一个mosfet16不能被关断的情况。(在任何或所有mosfet上都可能会出现故障–mosfet16只是作为示例)。其原因可能是它在短路故障模式下已失效，或者是它的提供栅极信号的控制电路中的故障。如上所述，桥14'继续正常操作。由于在这种架构中没有办法将马达12与逆变器桥14隔离，因此由于马达12仍然旋转而导致的马达的再生电压继续驱动电流通过逆变器14(依赖于马达12的速度和位置)。可能过大且不受控制的这种再生电流流过现在不可控的失效的mosfet16和其它相中的未损坏的mosfet20、24的体二极管。该电流是马达12的生成的电压(反emf)的半波整流的结果。(在这种半波整流的情景下，mosfet18、22、26将不会导通，并且应该始终关断)。
因此，虽然仍然向驾驶员提供转向助力，但是工作的桥(例如图1的14')必须克服故障的逆变器14的阻尼效应。在示例性实施例中，在40vmosfet和100a相电流的情况下，体二极管在一定的电流处具有比mosfet沟道更高的正向压降，这可能导致过多的热量产生，从而导致进一步的故障。如果第一故障导致了同一个桥14的另一个相中的mosfet(例如，mosfet20)的故障，则循环电流不再是经半波整流的，而是全ac。全交流电流使阻尼效应增加，因此是不期望的。此外，由流过组件的附加电流导致的生成过多热量可能使部件脱焊，这导致了在逆变器14内部自由移动的物体，从而有导致附加故障的可能性。因此，再次参考图1(b)，一个逆变器14的故障可能干扰另一个14'的操作，使得“健康的”逆变器14'不能再提供它本应该提供的全部50％的功率，从而加重了系统损耗。
在图3中，mosfet16有短路并且不操作，并且所有其它mosfet18、20、22、24、26都被关断。但是，依赖于马达12的速度和位置，马达绕组的再生电压驱动电流流过逆变器14，如图3中的箭头所示，并且如上所述。因此，简单地关断逆变器桥14仍然导致高功耗，其中电流(其被半波整流)如图3中的箭头所示流过电路。即，如在图4中进一步例示的，即使采取行动来关断逆变器14而不是仅仅将其保留在正常操作状态，也是非期望的。
图4示出了在mosfet16不能被关断的情况下以50hz的反emf电压频率、6v的反emf电压峰值、12v的链路电压来执行的仿真的结果。图像(a)和(b)分别示出了mosfet20的漏极电流(id)和健康的mosfet中随时间变化的功耗。该曲线示出了大的负电流和高的平均功耗。曲线(c)至(e)示出了三相中每一相上的再生电压。曲线(f)示出了mosfet20漏极-源极电压，其显示出大的电压降。负方向上的电压降意味着体二极管导通。这里，大约-0.8v的电压降(绝对值)高于mosfet沟道的电压降。因此，曲线(b)中的功耗仅在vds电压为负时才出现。高的正向电压降(在该示例中峰值为10.39v)示出了mosfet20何时阻断正向(漏极到源极)电流。
图5示出了在mosfet故障的情况下管理电路14中的损耗的第一选项。这里，同样作为示例，mosfet16被不可控地接通/短路。但是，这里另外两个高侧mosfet20、24被接通并且控制为保持接通(并且mosfet16也可以被接通)。即，高组/低组内的所有“健康的”mosfet都被接通。循环电流仍然存在，并且电流可以通过未损坏的mosfet20、24的晶体管部分和不可控的(短路)失效的mosfet16来双向地通过mosfet16、20、14中的每一个。接通mosfet使得电流能够双向通过它。
图6示出了在与图4的仿真结果相同的条件下对图5的控制方法的仿真结果。但是，永久性接通mosfet20、24的结果是平均功耗(曲线(b))和mosfet漏极-源极电压(曲线(f))明显较低。图5的解决方案将两个健康的mosfet永久性地接通，从而提供了超过图3(其中mosfet被关断)的“基线”情况的益处。图6的曲线(a)示出了mosfet漏极电流id，其与图4(a)相比稍微增加。因此，期望也寻求一种方法来减小电流，并且优选地使正电流(即，中心线上方的阴影部分)最小化。
图7示出了在mosfet故障的情况下管理电路14中的损耗的第二选项。这里，同样地，mosfet16被短路。但是，另外两个高侧mosfet20、24现在仅在某些时间被选择性地接通。循环电流仍然存在，如箭头所示(这些箭头示出了当mosfet20、24被接通时的电流流动)。经半波整流的电流可以通过未损坏的mosfet20、24的晶体管部分和不可控的(短路)失效的mosfet16来通过mosfet16、20、24中的每一个(因为当mosfet导通时，它们的电压降比二极管低)。这种控制方法背后的原理是当mosfet20、24的体二极管即将导通时接通mosfet20、24，因而使用沟道而不是二极管。电流的方向将表现为与二极管导通的情况相同。
图8示出了在与图4和图6的仿真结果相同的条件下图7的控制方法的仿真结果。但是，接通和关断mosfet20、24有利地使得漏极电流id(曲线(a))、平均功耗(曲线(b))和mosfet漏极-源极电压(曲线(f))都进一步显著降低。与图6(a)相比，可以看出，这里几乎所有正电流(图6(a)的阴影部分)都已经被消除。
如图8的曲线(g)和(h)中所示，两个健康的mosfet20、24被发信号通知周期性地接通。除了依赖于检测到桥中的故障之外，还依赖于马达速度、马达位置或每个健康的mosfet的电流方向(即，电流是正还是负)中的一个或多个来确定何时切换健康的mosfet20、24。
图9总结和比较了“基线”结果(图3和图4)、来自“选项1”(图5和图6)的结果和来自“选项2”(图7和图8)的结果。
在图10中总结了执行本发明的实施例的方法。在步骤s10中，确定或检测到桥14、14'中的一个中的mosfet不能被关断。在步骤s12中，故障的桥(14或14')的正常操作被禁用。在步骤s14中，然后确定哪个mosfet有故障，包括识别故障的mosfet与哪一相相关联以及故障的mosfet是处于高侧还是低侧。确定mosfet是否有故障可以使用标准技术来实现，例如，通过监测mosfet电压v_ds或电流。如果检测到故障，则可以同样地使用常规技术来执行进一步的离线检查以确定故障的实际性质。
该方法然后在步骤s16中确定马达12的速度是否超过特定阈值。实际阈值将依赖于fet中的功耗、温度、阻尼水平以及驾驶员的期望转向感而变化，并且可以在每种情况下进行微调。如果没有超过阈值，则在步骤s18中，包括故障的mosfet的适当侧(高侧或低侧)的所有mosfet被接通。例如，同样假设mosfet16故障，如果马达速度低于预设阈值，则mosfet20、24被接通。这种情况对应于图5和图6。
另一方面，如果马达速度高于阈值，则适当侧的健康的mosfet(例如，如果mosfet16故障，则为mosfet20、24)被选择性地接通。如果mosfet20或24的ds电压为负，则对应的mosfet必须被接通。这可以通过测量相电流和/或马达位置来检测。mosfet20或24可以从体二极管正向偏置(v_ds<0)并且将传导正电流(从mosfet的源极到漏极)时开始导通。由于马达将生成正弦波，因此切换可以被同步。再生电压决定二极管何时正向偏置。在所示出的示例中，监测适当侧的健康的mosfet(如果mosfet16故障，则为mosfet20、24)两端的漏极-源极电压，并且如果它为负(步骤s20)，则接通适当的mosfet(步骤22)，否则关断它(步骤24)。
因此，基于图4、图6和图8的仿真结果，可以看出，就降低功耗而言，最好的方法是依赖于mosfet的漏极电流方向，将与故障的mosfet在同一侧(高侧或低侧)的剩余的健康的mosfet接通或关断。ds电压间接地给出电流方向，其触发切换。即，当ds电压为负时，(一个或多个)mosfet可以接通，但是当ds电压变为正时，对应的健康的mosfet被关断。这通过图8所示的“接通”和“关断”切换示出。理想情况下，应当阻断通过mosfet的d-s方向电流以使损耗和阻尼最小化。s-d电流应当由mosfet而不是体二极管承载。注意，在图8(f)中，ds电压下降到接近0v的稳态，虽然这在刻度上显示为-498.76mv的峰值。这只是由于仿真条件的原因。
为了实现这种情况，解决方案可能需要比选项1的解决方案更复杂的控制算法和处理时间(例如，如图10中例示的)。此外，由于选项2的mosfet切换策略，经半波整流的马达阻尼电流可能导致马达转矩纹波增加。
因此，另一个解决方案“选项3”是基于马达速度在不同的时间利用选项1和选项2两者。反emf在低马达速度时低，因此循环阻尼电流也低。这使得mosfet能够在全部时间被接通，而不会有其过热的风险(选项1)。在某个速度阈值处(因而在某个电流阈值处)，电子控制单元(ecu)可以切换到使功耗降低的更复杂的方法(选项2)。
因此，在有故障的mosfet的情况下，建立了用于切换包含有故障的mosfet的高侧/低侧的mosfet的过程，并且该切换控制或管理逆变器桥14内的循环电流，同时功率仅仅由另一个逆变器桥14'提供。这确保了健康的逆变器14'的功率输出不会受到故障的逆变器的影响。