专利名称：在gps信号捕获中的振荡器频率校正的制作方法
技术领域：
本发明总的来说涉及全球定位系统(GPS)，更具体的，涉及用于GPS接收机的改进的信号检测捕获时间以及低电平信号检测。
背景技术：
根据联邦通信委员会(FCC)，蜂窝无线电话呼叫必须是地理上可定位的。对于诸如E911的紧急服务系统，期望具有该性能。FCC要求严格的精确性以及有效性性能目标，并要求蜂窝无线电话在50米范围内67％的时间都可定位，150米95％的时间可用于基于手机的解决方案，100米范围内67％的时间以及300米范围内95％的时间可用于基于网络的解决方案。甚至当使用传统的TOA/TDOA(到达时间/到达时间差)基础结构技术时也难以实现该基于网络的解决方案的放宽的阈值。
为在诸如蜂窝无线电话的无线便携式装置中包括全球定位系统(GPS)，需要在若干领域改进性能，包括弱信号检测、捕获时间以及操作功率的能源消耗。考虑弱信号检测，蜂窝无线电话的用户习惯于在户内进行呼叫，GPS信号的传统处理不能适应由于许多建筑物造成的衰减。由于这些GPS接收机从位于非常远距离的卫星捕获信号，在GPS接收机和卫星之间的直接视线上的任何物体都会造成故障，因为卫星发射的信号被干扰物体衰减，使得GPS接收机难以接收。树木、建筑物以及其他高轮廓的物体都能造成导致弱或低信号检测问题的视线干扰。
考虑精确性，微分GPS方法可能有效，但复杂并成本高昂。此外，它们不能解决弱信号问题。传统GPS信号处理技术的主要问题包括带宽和信号功率。GPS卫星发射非常弱的信号，确保地球表面的信号电平仅为-130dBm。在地球表面测量的实际信号显示信号电平大约-125dBm。当前自动和消费者级手持GPS接收机的捕获阈值大约是-137dBm，因此用于信号捕获的链路容限仅为7到12dB。
市场上几乎所有GPS接收机都是用序列检测算法，以捕获GPS卫星的扩频信号。以牺牲捕获时间为代价加长检波前积分(PDI)间隔可以将捕获阈值扩展到较低电平。即使如此，仍然存在大约12毫秒(83Hz带宽)的最大PDI，超过该值序列检测处理会失败。这是因为GPS信号结构包括在1.023MHz扩展码之上传送的BPSK调制50比特每秒(50BPS)导航数据，该数据最终限制为了提高SNR的相干积分时长。超过20ms(一个数据位时间)，根据积分周期相对于数据位转换的相位关系，数据位转换使得积分和减少或为0。
另一个问题是当代GPS接收机通常嵌入从电池获得能量的便携式装置中。这些便携式装置包括诸如蜂窝无线电话、PDA(个人数字助理)、便携式计算机、测量装置以及其他使用GPS接收机提供的信息的装置。当GPS接收机运行时，它们消耗相当多的能量，减少了电池中可由共同嵌入功能使用的能量。如果可以更快完成GPS相关，可以保存电池能量，因为当完成相关时可以关闭GPS接收机。现有技术方案并没有适当解决能量节约。
另一个问题涉及GPS接收机内不精确的内部参考振荡器，该振荡器增加了相关时间。振荡器的不精确性通过增加多普勒搜索空间增加了卫星信号捕获时间。因此其他的都试图为GPS接收机提供精确的参考振荡器，特别是低成本振荡器。一种解决方案使用存储的振荡器温度特性数据来匹配参考和GPS振荡器频率。另一种解决方案使用存储的温度频率偏移数据用于随后的GPS信号捕获。然而，这些方案仍不够精确，需要额外的存储器。另一种解决方案使用来自地面网络的精确载波频率信号来产生用于校准由GPS接收机使用的本地振荡器的参考信号。另一种解决方案当GPS接收机进行位置确定时冻结振荡器的校正信号。又一种解决方案使用来自地面网络的精确载波频率信号来产生用于控制到GPS接收机的本地振荡器信号的参考信号。然而，这些解决方案需要附加的硬件系统，并且计算复杂。
需要的是改进的GPS信号捕获方法和系统，能够处理较弱的信号并比现有技术方案能更快锁定卫星信号，特别是对于E911呼叫。此外，还有益于提供一种简单的方法来校正GPS系统中的振荡器误差。
被认为是新颖的本发明的特点在附随的权利要求中特别阐明。通过参考以下说明并结合附随附图会更好理解本发明和它进一步的目的以及优点，在附图中，相同参考标记表示相同元件，其中图1是根据本发明的GPS接收机的系统框图；图2是图1接收机积分/校正块的第一实施例图；图3是根据本发明的多普勒误差调制的图形表示；图4是图1接收机中积分/校正块的第二实施例图；图5是具有高信噪比的现有频率估计器性能的图形表示；图6是具有低信噪比的现有频率估计器性能的图形表示；图7是根据本发明的在多个多普勒估计的相关幅度的图形表示；图8是说明根据本发明的多普勒估计的图；图9是根据本发明的具有高信噪比的频率估计器性能的图形表示；图10是根据本发明的具有低信噪比的频率估计器性能的图形表示；图11是根据本发明的方法的流程图。
具体实施例方式
本发明提供一种辅助GPS信号捕获的改进的系统和方法。通过捕获并相干操作在捕获的GPS卫星信号上，使用改进的振荡器精确性实现显著的信号检测改进。这样，较弱的信号也能在先前用于较强信号的相同检波前积分间隔中被检测到。根据卫星信号数据模式的可预测性，可以进一步改进相关。通过应用以下描述的改进的技术，可在弱信号区域获得定位数据而无需增加相关时间。这允许能量节约——便携式装置的一个重要特点，并使得E911服务在便携式产品中变得可行。
在深入研究明确的实施例之前，先提供改进的方法和系统论方法教导的若干方面概述。该方法和系统包括无线通信接收机，例如允许GPS的无线电话，能和用于语音和数据的基础结构通信，还能在GPS传感器和GPS中央参考站(CRS)之间交换数据，该CRS位于几百公里之内。
在某些应用中，无线电话知道可见卫星，它们近似的多普勒频率，以及在某些例子中，近似的码相位延迟以及50比特每秒(BPS)导航消息比特的相位/极性。该知识可来自本地存储的天文历、年历、近似位置以及时间，或来自其他资源，例如IS-801 GPS规范提供卫星可见度、多普勒、在特定时刻的相位延迟。更具体的，发射到无线通信接收机的信息包括时间标记GPS信息，例如在CRS可看见哪些卫星、它们相关的多普勒和码相位。多普勒和码相位可在时间上的单个时刻发送给单个移动用户，或作为曲线拟合的系数周期广播到所有移动站，从而无线通信接收机可以重建作为时间函数的参数模型，如本领域中公知的。
无线通信接收机具有信号处理元件，顺序或以块并行的方式搜索出GPS信号的码相位和多普勒空间，从而找到各个可见卫星的最大相关。该接收机可以使用CRS发送的辅助信息来大大限制寻找信号所需的搜索空间。该无线通信接收机可以是CDMA无线电话、TDMA无线电话、GSM无线电话、iDEN无线电话或精确时间已知的双向寻呼装置。例如，CDMA无线电话具有在手机内部可用的GPS系统时间，因为CDMA基础结构传输都和GPS系统时间同步。无线通信接收机将该系统时间传送到无线电话，并使其可用于GPS接收机，也许通过本地实时时钟。从GPS中央参考站发送的辅助信息是和GPS时间时间同步的，从而在各端使用相同的时间参考。
在无线通信接收机中的时间参考和蜂窝基站中的相同，但没有考虑基站和无线通信接收机之间的传输时间延迟。因此，无线通信接收机中的时间参考时钟在时间上被从GPS中央站(以及蜂窝基站)的参考时钟延迟蜂窝基站和无线通信接收机之间的传播时间。该GPS信号的时间延迟或码相位差值，如在无线通信接收机和蜂窝基站测量的，也是卫星和无线通信接收机位置偏移量几何学的函数。
GPS中央参考站提供的参考数据可被用于大大加速无线电话的位置确定处理。传输的参考数据可以包括码相位、多普勒以及卫星位置信息(以天文历的形式)或卫星方位/仰角数据，从而无线通信接收机可以缩小码相位搜索空间，从而快速找到卫星信号。辅助数据也可以是GPS卫星天文历数据、无线通信接收机近似位置以及近似时间信息的形式，从而无线通信接收机可以在内部计算用于缩小GPS卫星搜索的卫星可见度、多普勒估计以及码相位估计。注意到术语无线电话被用于代表GPS接收机和无线电话(例如CDMA装置或其它类型的无线通信接收机，例如寻呼机)的组合，假定由用户安装在例如汽车上或作为便携式装置携带。通过该处理在中央参考站测量的码相位和多普勒帮助移动站在移动站中的预测码相位以及多普勒测量的处理在本领域是已知的。通过该处理可将传送到移动站的天文历、近似位置以及近似时间用于在移动站中预测码相位和多普勒测量的处理在本领域也是已知的。
能在降低的电平检测信号的GPS接收机100的系统框图显示在图1中。GPS前端101包括连接到RF(无线频率)下变换器103的天线102。RF下变换器103在参考振荡器105的指导下驱动模拟到数字转换器109。RF下变换器103接收由任何若干可见卫星广播的GPS信号，时基107调度模式到数字转换器109以提供数字化信号121，还提供适当的定时信号到块相关器129和计时器/序列发生器113。块相关器是一个在其中各个选定卫星都能同时测试多个码相位延迟和多个多普勒频率的相关器。数字化信号121是中频(IF)信号。
计算后端104包括块相关器129、计时器/序列发生器113以及微处理器/控制器137，用于接收并处理数字化信号121。计时器/序列发生器113从时基107接收定时参考信号111。时基107还提供定时信号指导模拟到数字转换器109以及块相关器129的操作。注意到该相关器是GPS接收机中通用的相关器。多个信道中的各个信道跟踪从数字化信号121提取的特定卫星信号。在操作中，数字化信号121的一部分在控制器137的控制下和由相关器129产生或存储在其内的码复制品相关，并确定码相位延迟和多普勒偏移。更具体的，控制器137检查相关处理是否使用实时相关处理检测数字化信号。为检测该信号，相关处理必须通过提前或推后码复制品的延迟将数字化信号的一部分排列到码复制品，直至获得最大相关器输出。如果信号121太弱或周围噪声电平太高，相关处理不会检测。
当接收的卫星信号强度足够时，根据本发明，GPS信号处理进行(正如以下所述的)连续捕获并跟踪卫星。此外，相关器129可运行在实时速度或比实时速度快。进一步的，标准的相关器可包含高达12个独立相关器信道，搜索数目有限的卫星，或在不同多普勒频率或在不同码相位延迟并行搜索相同卫星。
为检测弱信号，使用相干和非相干积分组合。相干积分的时间周期指的是检波前积分周期，或PDI。通常，积分相干积分周期越长，能获得越大的信号处理增益。已知扩频信号的相干积分能增强信号检测，每双倍积分周期则增强近似3dB。已知非相干积分通过每双倍非相干积分周期近似增强信号检测2到2.5dB。因此，通过相干积分扩展检测阈值是有利的，但此方法的实际应用受限。当延长PDI时，有效带宽缩短(到1/PDI)。当缩短频率搜索带宽时，在二维检测扫描期间码-频空间上创建了需要搜索的更多的频率盒。这增加了搜索并锁定到卫星信号的时间。此外，如果带宽缩短到足够小，接近实际本地振荡器的短期稳定性，参考振荡器的稳定性在较长的积分时间开始起作用。因此，在要求较长积分的低信号电平，振荡器精确性和稳定性变得非常重要。
本发明解决了在辅助GPS手机中振荡器频率误差校正的问题。精确的频率信息允许使用较小的多普勒搜索窗口，这允许在相关器129中使用较长的相干积分间隔，从而允许在较低信噪比的信号检测。对于任何类型的接收机，GPS接收机需要调谐自身以接收期望信号。GPS调谐处理是覆盖码相位和多普勒空间的二维处理。该处理在如图2所示的设备中进行，用数字化IF信号源121(同相和正交相位分量)、一对IF混频器20、一对PN序列混频器22(码相位维度)以及一对多普勒混频器24(多普勒维度)表示。
对于码相位维度，接收机创建复制伪随机噪声序列26，并将该PN序列和接收信号同步。在相关器输出几乎观察不到信号能量，直至传输的信号序列和本地生成的相同码版本对准。该处理被称为解扩传输的码。类似的，接收机必须产生和卫星运动引起的信号多普勒分量匹配的复制多普勒信号28。当接收信号和复制信号频率匹配时，称为零拍。接收机混合或相乘接收的信号和复制信号25。在解扩之后，乘法器的输出包含包括两个分量的信号。分量之一包括其频率是接收信号频率和复制信号频率之和的信号，另一个分量包括接收信号频率和复制信号频率之差。低通滤波器29通常用于滤掉PLUS分量，仅剩下MINUS分量。当本地复制信号频率和接收信号频率匹配时，称为存在零拍条件，剩下的信号是50BPS信号调制。
在GPS扩频系统中，可以通过相干和非相干积分的某种组合实现信号处理增益。用相干积分实现SNR改进，因为该信号分量包含非零幅度，当在许多采样上相加时，幅度和相干积分时间成比例增加。当相干积分时，出现在信号中的噪声(零平均值)和积分时间的平方根成比例增加。在较长积分周期上，噪声(因为它的零平均值)总和为零，使得小信号出现在噪声电平之上。噪声分量具有零平均值，而信号分量具有虽小但不是零的平均值(解扩之后)。因此，当长时间积分时近似零噪声平均值，允许非零信号出现在积分噪声电平之上。最终结果是，根据积分周期改进了信噪比。
GPS接收机通常使用积分并转储(I&D)滤波器使低通滤波器功能机械化，它提供了为上述信号处理增益提供积分器的额外益处。I&D滤波器是有效滤波器实施，因为所有需要的是增加信号一段时间T。作为输入信号频率(f)的函数的积分并转储滤波器的输入至输出滤波器响应可写为G(f)=sin(πTf2)(πTf2)]]>其中T是以秒为单位的积分并转储时间间隔，f是以Hz为单位的信号频率。
在这样的滤波器中，等于或近似等于IF复制频率(图2中的元件25)以及多普勒复制频率(图2中的元件28)之和的频率没有衰减(G(0)＝1)，而从IF复制频率以及多普勒复制频率之和偏移1/T的频率产生了零输出(完全衰减)。实际上，任何从IF加多普勒复制偏移N/T(N是任何整数)的频率都产生了滤波器的零输出。该公式的形状和图3所示经典的|sin(x)/x|的形状一样。
相干积分指的是积分时维持同相和正交数据路径的处理。图2显示相干积分的部分(维持了I和Q信号)，其后是信号检测器，然后是非相干积分的一部分。当处理限制应用相干积分时间周期的GPS信号时，有特别限制。到达的第一限制是由信号自身造成的。由于信号结构是用50比特每秒序列(每个比特持续时间是20毫秒)调制的双相位，相干积分20多毫秒是不实际的，因为数据位转换自身会造成信号取消越过积分边界。具有20毫秒长的相干积分周期能获得最佳结果(最大信号增益)，积分周期和50BPS数据边沿同步(即积分开始和结束事件和数据位边沿同步，允许获得最大增益)。数据位边沿的到达时间可用诸如比特同步检测器、早-晚门位同步装置等方法测量，如本领域中已知的。
通过具有50BPS数据序列的先验知识并随后应用图4所示的数据模式，其中根据数据序列，50BPS数据模式将第一相干积分数据(合计20毫秒)乘以+1或-1，能将相干积分周期扩展到高于20毫秒数据调制周期。实际效果是去除了50BPS数据调制，并允许相干积分高于先前描述的20毫秒限制。
在两个例子中，某些时间周期用于相干积分，称为PDI。用于相干积分的最小时间周期是PN码的一毫秒重复时间。因此，如果50BPS数据序列不可知，1毫秒是最低限制而20毫秒是上限。
在图3中，积分时间T是1毫秒，第一零值之间的带宽是1kHz宽，允许相对较大的振荡器不精确性。例如，已知CDMA参考振荡器是0.05PPM之内，或在L频带是75Hz。1kHz带宽能轻易接受该带宽之内的GPS信号。然而，例如T＝13毫秒，由于多普勒误差导致信号处理增益下降5dB，则使其难以检测弱条件下的信号。
T是20毫秒，第一波瓣的带宽仅有50Hz，使其不可能覆盖仅具有一个多普勒盒的75Hz不精确性。因此，在信号处理增益和由于相干积分周期的带宽之间存在折衷，必须优化管理相干积分周期以避免创造许多意味着增加数目的积分器的多普勒盒。
锁定到蜂窝基础结构精确载波信号，或共享无线电话振荡器的频率，如先前使用的，去除了和用于捕获GPS信号的振荡器相关的许多误差，但不足以支持非常长的相干积分而不采用多个多普勒盒(增加所需的相关器数目)。在所有GPS卫星中共有的，在辅助数据去除和GPS卫星运动相关的多数多普勒影响之后，剩余的振荡器误差保留了多普勒误差的主要来源。例如，使用锁定到和CDMA相关的稳定参考的振荡器将会精确到百万分之0.05(ppm)。75Hz的对应频率误差不允许长于13毫秒的积分，这低于一个导航数据位周期(20毫秒)。即使不要求，非常期望尽可能使用和一个位周期一样长的相干积分(如果使用辅助信息预测位边界则可以完成)，并且进一步的，当提供位序列或可以预测位序列时，在多个位周期(例如200毫秒)上积分。
对于GSM和iDEN应用，问题更严重，对于有效相关器使用，多普勒校正更加关键。GSM频率稳定性是0.10ppm，限制相干积分间隔大约为6毫秒，对于iDEN，无需多个多普勒盒的最长的可允许积分间隔仅为3毫秒。因为相对于通用GPS接收机，信噪比预期减少，用于估计频率误差的通用方法，例如使用平均频率误差鉴频器(如在通用频率锁定环中使用的)，或一段时间内检查码相位的改变，都不能可靠工作。
用于平均(归一化)频率误差鉴频器方法的累积分布函数(CDF)曲线显示在图5和6中。图5所示曲线代表相对强的信号，可用在“开放”信号环境中的手机表示特性性能足够，所有情况中多于99％对应低于25Hz的频率误差，允许等于1位周期的扩展相干积分。图6显示相对于图5损失10dB的结果，仅有82％的情况允许一数据位周期的相干积分。十分明显可选的方法要求在信噪比低于30dB-Hz以用于合理的平均时间(例如低于3秒)。类似的，使用和捕获码相位估计(例如0.0625码片)相关的标准的分辨率，基于简单平均通常用在较低信噪比的GPS频率跟踪环中的频率误差鉴频器，可靠的多普勒误差估计规定过度长的积分时间(例如对于25Hz剩余多普勒误差，多于30秒)。
本发明提供一种多普勒校正方法，用于校正可有效操作在较低信噪比的参考振荡器频率误差，而无需要求不可接受的长积分时间周期。在其最简单的实施例中，本发明要求捕获至少一个GPS信号，并为捕获卫星计算多普勒误差。
要求捕获至少一个GPS信号，以确定频率误差。由于假定GPS辅助数据包括用于可见卫星的天文历以及近似位置，振荡器频率误差是主要的(和在所有卫星中是普遍的)。因此，仅基于单个卫星估计振荡器误差。如果捕获到额外的卫星，应当加权并组合各个多普勒估计，以改进多普勒误差的估计。在此情况中，优选使用加权最小平方(WLS)估计器进行组合，它具有从和各多普勒提取相关的统计计算出的加权，代表了从该卫星导出的多普勒误差估计的可信度，如下所述。
一旦捕获到卫星，从来自相关器的最大幅度和下一最大幅度信号包络累加值中构造改进的码相位估计。可在确定码相位的最佳估计中加权这些最大幅度相关，如CPest＝w1CPest1+w2CPest2给出的。
其中CPest1是对应最大累加信号包络的码相位估计，CPest2是对应下一最大累加信号包络的码相位估计，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信号包络，E2是下一最大累加信号包络，Esum＝E1+E2。对码相位估计的进一步求精是可能的，涉及使用比初始捕获(例如八分之一码片间隔对一半或全码片间隔)所用的更窄的码相位间隔。这些求精的效果是确保码相位估计接近实际自相关函数(ACF)峰值，因此可以期望改进在较低信噪比环境中的多普勒估计性能。还可以使用曲线拟合处理确定码相位估计，其中在最小平方(LS)或加权最小平方(WLS)意义上，理想ACF函数的表达几乎符合测量相关数据。在低信噪比估计多普勒误差的能力通过实现更精确的码相位估计而增强。
假定捕获一个或多个信号并构造精确的码相位估计，可为各个捕获卫星进行多普勒误差估计。本发明采用多普勒误差调制的已知特性(如图3所示)，即涉及因子sin(πTf/2)/(πTf/2)的项，其中T是相干积分间隔，f是要解决的频率误差。为了解决该问题，在用于多个多普勒估计(即多个多普勒盒)的码相位的最佳估计(CPest，如以上公式给出的)进行信号相关，集中在信号最初被检测的多普勒估计(即对应CPest1和CPest2的多普勒估计)。多普勒估计的数目是总的多普勒不精确性和期望精确性的函数。
例如，如果初始捕获发生在多普勒盒宽度是75Hz(CDMA质量参考振荡器所需的最低值)，则需要对该多普勒估计(即对应在其中检测信号的多普勒bin的中点的多普勒估计)求精，精确到25Hz，然后在码相位估计进行一组新的相关，产生使用7个多普勒盒的初始检测，如图7所示。一个多普勒盒位于原始估计的中心，表示为D0，然后在D0+25Hz，D0-25Hz，D0+50Hz等，直至跨越频率不精确性空间。一旦产生该组新的相关幅度，本发明可应用于确定改进的多普勒估计。
图7是显示在多个多普勒估计(盒)，对于固定范围的码相位空间的相关输出模式的例子，在此码相位测试范围内检测GPS信号。注意到产生具有不同的幅度的7个可区分相关峰值的sin(x)/x包络，并可在噪声基础之上观察到。每个峰值对应不同的多普勒估计。最大和最小相关之间的差值定义了多普勒调制的峰值到零值间隔。
用于该多个多普勒盒的第二组累加值的相干积分间隔应当被设定为可能的最大值，给出关于频率误差的规定，并在通常未知的数据位调制的控制下例如，CDMA大约13毫秒，在该值时由于频率误差调制(即sin(πTf/2)/(πTf/2))造成的损失大约是75Hz频率误差5dB。随后积分中发生的峰值对应零多普勒误差，第一最小值发生在偏移零多普勒误差(即75Hz)(1/T)Hz处。本发明的优选实施例正是将对应候选峰值和第一多普勒误差调制零值的信号包络累加值之间的间隔作为鉴频器，即跨越对应间隔(1/T)的多普勒偏移对的累加信号包络检测进行搜索，直至在定义峰值和零状态的相关中找到最大差值。产生相关中的最大差值的在调制使用的多普勒偏移是频率误差。该方法显示在图8中。
从卫星捕获确定的多普勒估计表示为D0。它是新多普勒搜索的中心，在附图中例如从D0-3ΔD扩展到D0+3ΔD。当然，可如所需的使用更多或更少数目的盒。在相同估计码相位(先前确定为CPest)累加所有相关。参数ΔD代表和精确的多普勒估计相关的期望分辨度例如，如果捕获之后总的不精确性是75Hz，则显示了的划分产生具有25Hz分辨度的改进的多普勒估计。
本发明通过首先以假定的多普勒误差(δD)(即在原始估计D0中的误差)开始确定多普勒误差。为确定δD的最佳估计，考虑是图8ΔD参数倍数的试用值。对每个试用值，计算由1/T间隔的累加相关对之间的相关差值的绝对值，如下所示ΔC＝|C(D)-C(D-1/T)|其中D是对应调整δD的假定或试用多普勒估计，即D＝D0-δD。由于δD在0到3ΔD变化，在ΔD递增时，产生ΔC的不同幅度。选择最大幅度值，然后产生用于δD的值，它和峰值与零值多普勒误差调制(如在图3和7中所示)之间的间隔最匹配。该校正可用于校正GPS装置的定时。更具体的，无线电话的数字受控振荡器(NCO)可被校正以提高进一步的搜索。上述技术使用两个点来定义sinx/x曲线中的“峰值到零值”间隔，从而估计多普勒误差。然而，应当认识到，存在若干可能技术用于曲线拟合多普勒误差调制，从而更精确的定义峰值到零值间隔。此外，多个搜索的峰值到零值间隔之间差值的平均可被用于改进精确度。
当测试(可并行或相继的运行测试，并行操作优选用于速度，相继运行优选用于相关器经济性)各对相关(即C(D)和C(D-1/T))时，保存累加包络中的差值的绝对值，用于确定最大和下一最大差值。ΔC的最大值，如上所述，产生用于校正到D0的最佳估计。根据最大和下一最大存储差值幅度和频率中的间隔，将可信度级别和多普勒校正相联系如果最大和下一最大值对应相邻多普勒偏移(正如它们可能的情况，由于多普勒误差调制sinx/x状态的特性)，估计器中的可信度高，从两个多普勒偏移和各自不同幅度中找到加权多普勒校正。另一方面，如果最大和下一最大对应非常不同的多普勒偏移，则估计是可疑的，需要决定是完全丢弃多普勒估计还是继续积分直至测试产生更合适的结果，或捕获可用于校正多普勒的候选卫星。
如果最初捕获多于一个的卫星，在各个多普勒估计中执行加权平均，加权是从和各估计相关的可信度导出的。此外，由于可用公共振荡器偏移控制各个估计，在将其应用到组合解决方案之前对各卫星的估计应用一致性测试。最后，如果足够数目的估计不一致，则再次完全丢弃多普勒估计或暂时中止未决更长积分。
执行本发明的仿真，如在图5和6中现有技术方法所作的一样。在图9和10中提供采样结果，图9对应图5中较高信噪比，但仅使用一秒平均积分(即快三倍)。图10的结果(其中平均向量积检测器不符合要求，甚至使用三秒平均时间)对应自适应积分时间策略，它使用一秒，除非可靠性测试失败。当可靠性测试失败发生时，延长积分时间，首先到两秒，然后到三秒。对于图10中的结果，积分间隔扩展大约占情形的25％，少于10％的情况要求三秒。多普勒误差在可接受界限内(即25Hz)占情况的95％还多。现有技术对应误差是50Hz(从图6)。
在操作中，本发明如图11所述提供校正GPS信号捕获中的振荡器频率误差的方法50。该方法包括第一步骤52，接收或捕获至少一个GPS信号。优选的，下一步骤是从信号包络累加相关中构造码相位估计。更优选的，该码相位估计是从来自相关器的最大幅度和下一最大幅度信号包络累加值构造的，如CPest＝W1CPest1+w2CPest2给出的，其中CPest1是对应最大累加信号包络的码相位估计，CPest2是对应下一最大累加信号包络的码相位估计，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信号包络，E2是下一最大累加信号包络，Esum＝E1+E2。对码相位估计的进一步求精涉及缩小用于初始捕获的搜索码相位间隔，或基于到理想ACF函数表达的曲线拟合。
下一步骤54包括估计多个多普勒偏移。下一步骤56包括相关信号包络以产生用于多个多普勒估计的每一个的多个相关结果，以确定多普勒调制。相关遵循多普勒调制包络sin(((πTf/2)/(πTf/2)，其中T是相干积分间隔，f是要解决的频率误差。优选的，多普勒估计集中在使用来自构造步骤的码相位估计的多普勒估计。多普勒估计的数目取决于多普勒不精确性(盒宽度)和期望精确性。下一步骤58包括计算在各多普勒估计的多普勒误差调制包络峰值和零状态之间的幅度间隔(差值)。下一步骤60是搜索峰值和零间隔以寻找产生峰值和零状态中最大幅度间隔的多普勒估计。产生调制的峰值和零状态之间的最大幅度间隔的多普勒估计定义了用于该至少一个广播GPS信号的多普勒(频率)误差。实际上，由于涉及的计算数目，产生平滑的调制曲线是不实际的。因此，使用单独的相关结果作为调制sin(x)/x曲线的估计。
在一个实施例中，多普勒调制峰值和零之间的间隔通过对应曲线峰值和零状态的最大和最小相关(图7中的ΔC)之间的幅度差计算。最小(零)发生在偏移零多普勒误差(1/T)Hz。优选的，在所有累加信号包络检测上执行搜索，直至在定义峰值和零状态的相关幅度中发现最大差值。在实际中，在多普勒估计(由1/T间隔)的各对累加信号包络检测上执行搜索，直至在定义峰值和零状态和相关中发现最大差值，如上所述。
在另一个实施例中，多普勒调制的峰值和零值之间的间隔通过曲线拟合相关到sin(x)/x曲线并寻找曲线峰值和任何零值之间的差值来计算。优选的，采用峰值和第一零值(图7A中的ΔC)。本方法的最后一步包括使用频率误差校正GPS装置的定时。
在本发明的另一实施例中，多普勒曲线拟合使用不是多普勒误差调制的峰值和零值的其他点例如，可以使用峰值和它的两个相邻点拟合到测量的相关数据。该替换实施例被配置为二维曲线拟合到测量的相关数据，如下所述因此，需要相关幅度两个采样的最小值来确定该拟合。为获得最优拟合，在某种程度上，曲线拟合问题用最小平方(LS)表示(注意到虽然通常优选的使用加权最小平方(WLS)，但对应各多普勒偏移的噪声采样是相同的，因此产生WLS解决方案的特例)。基于最小平方处理使用以下线性模型mres＝Hx+v其中mres代表在多个多普勒偏移(至少2，优选的3，包括峰值多普勒值和其相邻点)的相关幅度余量向量，H是3×2测量梯度矩阵，x是二维校正向量(它的分量代表多普勒误差，以及假定sinx/x曲线峰值的校正)，v是三维噪声向量(包括对各个测量相同的噪声分量)。向量mres是通过从测量相关中减去估计相关幅度得到的。最初通过假定初始相关幅度峰值对应零多普勒误差获得估计幅度。发现测量梯度值作为在假定多普勒偏移值的sinx/x曲线偏导数。给出线性模型，LS解决方案的发展以直接方式进行，解决方案(从已知伪逆矩阵中找到)在循环中机械化，集中到确定LS相关何时变得无用的解决方案。在各个循环迭代中，嵌入x的多普勒和峰值校正值被用于校正假定的多普勒偏移值、测量梯度矩阵元素以及幅度余量向量。
详细介绍了改进的GPS信号捕获方法和系统。通过改进振荡器精确性，可以检测弱信号。本发明的信号检测改进使用多普勒误差调制的峰值和零值电平之间的间隔来实现，导出可操作在低信噪比的校正。可操作在峰值和零值不同组合的该技术的替换实施例是可能的。进一步的替换实施例是基于曲线拟合到其他多普勒误差调制采样，例如，峰值和它的相邻点。有利的，本发明的潜在应用是使用GPS要求基于手机位置的任何应用，不论是作为单独定位源还是和从蜂窝基础结构导出的地面测量相结合。通过应用所有描述的技术，通常可以在几秒内而非几十秒内捕获位置确定数据，在便携式装置中这是重要特征，使得E911服务在便携式产品中可行。
权利要求
1.一种在GPS信号捕获中校正振荡器频率误差的方法，包括步骤接收至少一个广播GPS信号；估计多个多普勒偏移；相关该信号以产生用于多个多普勒估计的每一个的多个相关结果；计算对应相关结果对的峰值和零值状态的幅度间隔；搜索峰值和零值间隔，以寻找在峰值和零值状态产生最大幅度间隔的多普勒估计，找到的多普勒估计定义了用于该至少一个广播GPS信号的频率误差估计；以及应用该频率误差估计到GPS装置的振荡器频率，以校正振荡器频率误差。
2.如权利要求1的方法，进一步包括从信号包络累加中构造码相位估计的步骤。
3.如权利要求1的方法，进一步包括从最大和下一最大信号包络累加中构造码相位估计的步骤。
4.如权利要求3的方法，其中，所述构造码相位估计是由CPest＝w1CPest1+w2CPest2定义的，其中CPest1是对应最大累加信号包络的码相位估计，CPest2是对应下一最大累加信号包络的码相位估计，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信号包络，E2是下一最大累加信号包络，Esum＝E1+E2。
5.如权利要求1的方法，进一步包括步骤从至少一个信号包络累加构造码相位估计，用于该至少一个信号包络累加的码相位间隔比在接收步骤初始捕获广播GPS信号所用的要窄。
6.如权利要求1的方法，进一步包括从自相关函数曲线拟合构造码相位估计的步骤。
7.如权利要求1的方法，其中，所述相关步骤提供遵循sin(x)/x曲线的相关幅度，并且在计算步骤，从对应曲线峰值和零状态的最大和最小相关之间的幅度差值估计间隔。
8.如权利要求7的方法，其中，所述搜索步骤包括在多普勒估计(由1/T间隔)累加信号包络检测对上搜索，直至发现最大差值。
9.如权利要求1的方法，其中，所述接收步骤包括接收多个广播GPS信号，所述相关步骤包括使用加权最小平方估计确定各信号的多普勒误差估计的平均值，以提供多普勒误差调制。
10.如权利要求9的方法，其中，所述搜索步骤的可信度级别是从相关中的最大和下一最大间隔的峰值和零电平近似度确定的，并且如果可信度级别低于阈值则进一步包括步骤决定是丢弃多普勒估计还是继续积分直至可信度级别高于该阈值。
全文摘要
用于在GPS信号捕获中校正振荡器频率误差的方法(50)，包括接收至少一个广播GPS信号的第一步骤(52)。下一步骤(54)包括估计多个多普勒偏移。下一步骤(56)包括相关该信号以产生用于多个多普勒估计的每一个的多普勒调制。下一步骤(58)包括计算各调制峰值和零状态的幅度间隔。下一步骤(60)包括搜索该峰值和零间隔，以寻找在峰值和零状态产生最大幅度间隔的多普勒估计。找到的多普勒估计定义了用于至少一个广播GPS信号的频率误差估计，是对所有卫星公用的。
文档编号G01S1/00GK1650187SQ03809592
公开日2005年8月3日 申请日期2003年3月17日 优先权日2002年4月30日
发明者托马斯·M·金, 乔治·J·盖尔, 赛弗·基埃依 申请人:摩托罗拉公司(在特拉华州注册的公司)