电感电流检测电路的制作方法

本发明涉及电流检测技术领域，特别涉及一种电感电流检测电路。

背景技术：

多相降压式变换器(Buck电路)中，为实现每相Buck电路的均流控制，对电感电流的检测非常必要。电感电流检测的方法，主要有电流互感器和串联采样电阻。电路互感器成本较高，串联电阻通常会带来额外的损耗。另外，由于Buck电路中多为高频信号，因此，串联电阻的检测精度不能得到保证。

因此，需要设计一种检测精度高且损耗小的电感电流检测电路。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种电感电流检测电路，以解决现有的电感电流检测电路精度低和损耗较大的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种电感电流检测电路，所述电感电流检测电路对一电感的电流进行检测，所述电感包括电感本体和直流电阻，所述电感电流检测电路包括第一阻抗、第二阻抗和运算放大器，其中：

所述电感具有输入端和输出端，电流由所述输入端流向所述输出端；

所述第一阻抗一端连接所述输入端，另一端连接所述第二阻抗，所述第二阻抗的另一端连接所述输出端；

所述运算放大器包括正输入端和负输入端，所述正输入端和负输入端分别连接在所述第二阻抗的两端；

所述第一阻抗和所述第二阻抗的取值满足所述直流电阻两端的电压等于第二阻抗两端的电压。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一阻抗和所述第二阻抗的取值满足：

Z1/Z2＝|jwL1|/Rdcr

其中：Z1为第一阻抗的阻抗值，Z2为第二阻抗的阻抗值，L1为所述电感的感抗值，Rdcr为所述直流电阻的阻值。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述输出端连接所述运算放大器的负输入端。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一阻抗连接所述运算放大器的正输入端。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一阻抗包括第一电阻。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述第二阻抗包括第一电容。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一电阻和所述第一电容的取值满足：

L1/dcr1＝R1*C1

其中：R1为第一电阻的阻值，C1为第一电容的容抗值，L1为所述电感的感抗，Rdcr为所述直流电阻的阻值。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述电感电流检测电路还包括模数转换控制器，所述模数转换控制器对所述运算放大器输出的电压进行模数转换。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述电感和所述电感电流检测电路位于一降压式变换器中，所述降压式变换器的每一相均包括所述电感、所述电感电流检测电路、第一晶体管、第二晶体管和第二电容，其中：

所述第一晶体管的第二电极连接所述第二晶体管的第一电极；

所述输入端连接所述第一晶体管的第二电极；

所述运算放大器和所述输出端连接第二电容。

可选的，在所述的电感电流检测电路中，所述降压式变换器还包括一控制单元、一输入电源和一第三电容，其中：

所述控制单元连接所述第一晶体管的栅极和所述第二晶体管的栅极；

所述输入电源连接所述第一晶体管的第一电极，所述第二晶体管的第二电极接地；

所述第三电容连接在所述输入电源和地之间。

在本发明提供的电感电流检测电路中，通过运算放大器连接第一阻抗和输出端，可知运算放大器与电感的输入端隔离，电感的输入端为动态电压点，通常受到高频信号的影响从而产生共模误差信号，从而使检测的结果出现波动，影响精度，而运算放大器与动态电压点隔离后，克服了上述确定，对地的电压相对都比较稳定，从而可以保证运算放大器的输出精度，提高了检测精度；另外，由于直流电阻两端的电压等于第二阻抗两端的电压，运算放大器可以直接检测第二阻抗两端的电压，避免了串联电阻产生的损耗。

附图说明

图1是本发明一实施例的电感电流检测电路示意图；

图2是本发明一实施例的降压式变换器示意图；

图3是本发明另一实施例的降压式变换器示意图；

图4是本发明一实施例的运算放大器共模电压与输入偏置电流关系示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的电感电流检测电路作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的核心思想在于提供一种电感电流检测电路，以解决现有的电感电流检测电路精度低和损耗较大的问题。

为实现上述思想，本发明提供了一种电感电流检测电路，所述电感电流检测电路对一电感的电流进行检测，所述电感包括电感本体和直流电阻，所述电感电流检测电路包括第一阻抗、第二阻抗和运算放大器，其中：所述电感具有输入端和输出端，电流由所述输入端流向所述输出端；所述第一阻抗一端连接所述输入端，另一端连接所述第二阻抗，所述第二阻抗的另一端连接所述输出端；所述运算放大器包括正输入端和负输入端，所述正输入端和负输入端分别连接在所述第二阻抗的两端；所述第一阻抗和所述第二阻抗的取值满足所述直流电阻两端的电压等于第二阻抗两端的电压。

如图1所示，本实施例提供一种电感电流检测电路，所述电感电流检测电路对一电感L1的电流进行检测，所述电感包括电感本体L1和直流电阻Rdcr，所述电感电流检测电路包括第一阻抗Z1、第二阻抗Z2和运算放大器U1，其中：所述电感具有输入端和输出端，电流由所述输入端流向所述输出端；输入端为动态电压点，即输入端处电压V1随着电流的输入而变化，输出端为静态电压点，即输出端处电压V2保持稳定，不随着输入电流的变化而波动。所述直流电阻Rdcr一端连接所述输出端；所述第一阻抗Z1一端连接所述输入端，另一端连接所述第二阻抗Z2和运算放大器U1，所述第二阻抗的另一端连接所述输出端；所述运算放大器U1包括正输入端和负输入端，正输入端和负输入端分别连接在所述第二阻抗的两端，即所述第二阻抗Z2跨接在所述正输入端和所述负输入端之间；所述第一阻抗Z1和所述第二阻抗Z2的取值满足所述直流电阻Rdcr两端的电压等于第二阻抗Z2两端的电压，即Va＝Vb。

具体的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一阻抗Z1和所述第二阻抗Z2的取值满足：

Z1/Z2＝|jwL1|/Rdcr

其中：Z1为第一阻抗Z1的阻抗值，Z2为第二阻抗Z2的阻抗值，L1为所述电感L1的感抗值，Rdcr为所述直流电阻Rdcr的阻值，j是虚数单位，j的平方等于-1，w＝2πf是角速度。

如图1所示，在所述的电感电流检测电路中，所述输出端(直流电阻Rdcr)连接所述运算放大器U1的负输入端。所述第一阻抗Z1连接所述运算放大器U1的正输入端。在所述的电感电流检测电路中，所述电感电流检测电路还包括模数转换控制器U2，所述模数转换控制器U2对所述运算放大器U1输出的电压进行模数转换。

如图2所示，在所述的电感电流检测电路中，所述第一阻抗Z1由一个或多个电阻组成，可以为多个电阻串联，多个电阻并联，或多个电阻并联后串联，或多个电阻串联后并联，例如，包括第一电阻R1，优选的，第一阻抗Z1即为第一电阻R1。所述第二阻抗Z2包括一个或多个并联的电容，优选的，第二阻抗即为第一电容C1。

具体的，在所述的电感电流检测电路中，所述第一电阻R1和所述第一电容C1的取值满足：

L1/dcr1＝R1*C1

其中：R1为第一电阻R1的阻值，C1为第一电容C1的容抗值，L1为所述电感L1的感抗，Rdcr为所述直流电阻Rdcr的阻值。

进一步的，在所述的电感电流检测电路中，所述电感和所述电感电流检测电路位于一降压式变换器中，所述降压式变换器的每一相均包括所述电感、所述电感电流检测电路、第一晶体管、第二晶体管和第二电容，例如图2中，第一相的第一晶体管M11、第二晶体管M21和第二电容C21，第n相的第一晶体管M1n、第二晶体管M2n和第二电容C2n，其中：每一相中(图2中列举第一相)，所述第一晶体管M11的第二电极连接所述第二晶体管M21的第一电极；所述电感的输入端连接所述第一晶体管M11的第二电极，即第一晶体管M11和第二晶体管M21的连接处；所述运算放大器U1和所述输出端(直流电阻Rdcr)连接第二电容C21，即运算放大器U1和所述直流电阻Rdcr的连接处，电感的输出端连接第二电容C21。

另外，在所述的电感电流检测电路中，所述降压式变换器还包括一控制单元(图中未示出)、一输入电源Vin和一第三电容C3，其中：所述控制单元连接所述第一晶体管(M11～M1n)的栅极和所述第二晶体管(M21～M2n)的栅极，以分别输出各个晶体管的导通和关断控制电压；所述输入电源Vin连接所述第一晶体管(M11～M1n)的第一电极，所述第二晶体管(M21～M2n)的第二电极接地；所述第三电容C3连接在所述输入电源Vin和地之间。

在本发明提供的电感电流检测电路中，通过运算放大器U1连接第一阻抗Z1和输出端(直流电阻Rdcr)，可知运算放大器U1与电感L1的输入端隔离，电感L1的输入端为动态电压点V1，通常受到高频信号的影响从而产生共模误差信号，从而使检测的结果出现波动，影响精度，而运算放大器U1与动态电压点V1隔离后，克服了上述缺点，对地的电压相对都比较稳定，从而可以保证运算放大器的输出精度，提高了检测精度；另外，由于直流电阻Rdcr两端的电压等于第二阻抗Z2两端的电压，运算放大器U1可以直接检测第二阻抗Z2两端的电压，避免了串联电阻产生的损耗。

如图2所示的一种多相Buck电感电流的检测方法，包括桥臂(即第一晶体管和第二晶体管跨接在Vin和地之间)、电感电流检测电路、输入输出电容(C3和C2n)。其中桥臂和电感电流检测电路有多个，构成多相Buck电路。电感电流检测电路包括，电感及其直流电阻、第一电阻、第一电容和运算放大器。所述的电感电流检测电路中的匹配第一电阻和第一电容的选择，根据电感和其直流电阻的大小确定。所述匹配第一电容和第一电阻的位置不能互换，第一电阻必须连接到桥臂侧，第一电容必须连接到输出电容C2n侧。所述运放的同向和反向输入端连接到第一电容上。

所述第一电阻与第一电容的乘积，等于电感的感抗值与直流电阻的阻值之比。其原理如下：

如图1所示，假设L1的阻抗值为Z3，直流电阻的阻抗值为Z4，若支路上阻抗成比例，则对应阻抗上的电压相等。

即Z1/Z2＝Z3/Z4，则Va＝Vb。

理由如下：Va＝(V1－V2)Z2/(Z1+Z2)，且Vb＝(V1－V2)Z4/(Z3+Z4)；

由于Z1/Z2＝Z3/Z4；

因此，Va＝Vb。

则直流电阻实际电阻两端的电压等于第一电容两端的电压。

可知，若|jwL1|/Rdcr＝R1/|1/jwC1|，则Vdcr＝Vc1。

即，L1/Rdcr＝R1*C1，则Vdcr＝Vc1，其中Vdcr为直流电阻两端电压，Vc1为第一电容两端电压，j是虚数单位，j的平方等于-1，w＝2πf是角速度倍。

运算放大器的负输入端电压Vin-＝Vo，正输入端电压Vin+＝Vo+Vc1，此时运放的正输入端和负输入端都连接在静态电压点上，对地的电压相对都比较稳定，从而可以保证运放的输出精度。解决多相Buck电感电流检测时，共模电压阶跃波动引起的电流采样偏差问题。通过选择匹配的电阻和电容，并且将电容的一端固定在输出静点，电阻的一端固定桥臂侧的动点，保证了运放输入端的共模电压的稳定，避免了运放的输出受输入共模电压的阶跃变化影响，有效提高了电感电流检测的精度。

本发明的采样电路中的电感，不仅仅限于Buck电路的功率电感，所有开关电源拓扑的电感，所有电感两侧存在静点和动点，采样电感采样后，经运放处理的电路，都应该在本专利的保护范围。

如图3所示，本发明的另一实施例，控制单元10的输入端CSP与CSN/FB直接对电容C101两端的电位进行获取，从而得出C101上的压降，电容C101两端分别连接在R101与R103的连接处，以及连接在R102与R104的连接处，则各个阻抗之间的关系如果满足：

R1/R2*C＝R1*R2/(R1+R2)*C1＝L1/Rdcr，其中，C1为电容C101的容抗值，R1和R2分别为R101与R102的阻抗值；

则电感电流在电感Rdcr上的电压等于电容C101上电压，即Vdcr＝Vc1。

通过检测电容C101上电压，可以得到电感L1的电流。但电阻R103和R104远小于电阻R101和R102，因M11和M21交替开通，电感L1左端有较大的矩形电压波，因此电容C101两端分别对地的电压不可避免的会有较大波动。作为控制单元10同向和反向输入端的CSP和CSN，将会存在较大阶跃的共模电压波动。而较大阶跃的共模电压波动，会导致控制单元内的运算放大器的输入偏置电压的变化，如图4所示，Ib为每个输入引脚输入的偏置电流，Vcm为运算放大器的共模电压，从而会引起运算放大器输出的波动，从而会带来采样的较大偏差。

综上，上述实施例对电感电流检测电路的不同构型进行了详细说明，当然，本发明包括但不局限于上述实施中所列举的构型，任何在上述实施例提供的构型基础上进行变换的内容，均属于本发明所保护的范围。本领域技术人员可以根据上述实施例的内容举一反三。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。