本发明涉及压电传感器检测领域，特别是涉及一种压电传感器检测电路、阵列压电传感器及时序控制方法。
背景技术：
现有技术中，对于压电阵列传感器的检测一种方式是采用主动式架构，另一种是采用被动式架构，被动式架构相较于主动式架构更为省电。
被动式架构通常由连接压阻传感器的选择晶体管和电阻式电压放大器组成。由于压阻是接到放大器后的检测是属于常开的状态，因此电流便会常漏，增加整体架构的功耗。另外，阵列基板上的走线与压阻传感器串接，而走线电阻和走线的长度有关，由于存在压降，因此在近远端测到的输出电压就有所不同，这将会造成错误的检测结果。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题至少之一，本发明第一方面提供一种压电传感器检测电路，用于与压电传感器连接，所述压电传感器的第一端用于接收第一电压，所述压电传感器检测电路包括
储能电路，所述储能电路的第一端用于接收第二电压；
充电控制电路，与所述储能电路的第二端连接，被配置为接收第三电压，并响应于充电控制电压控制所述储能电路的充电过程，以将所述储能电路的第二端充电至预定电位；
放电控制电路，所述放电控制电路分别与所述储能电路的第二端和所述压电传感器的第二端电连接，被配置为响应于放电控制电压控制所述储能电路与所述压电传感器的通断，以使得所述储能电路向所述压电传感器在预设时间段内放电；和
检测电路，与所述储能电路的第二端连接，被配置为接收第四电压，并响应于检测控制电压输出检测电压。
在一个优选实施例中，所述检测电路包括：
第一开关晶体管，所述第一开关晶体管的第一端与所述储能电路的第二端连接，所述第一开关晶体管的控制端接收所述检测控制电压；
第一容性器件，所述第一容性器件的第一端连接所述第一开关晶体管的第二端；
运算放大器，所述运算放大器的第一输入端连接所述第一开关晶体管的第二端，所述运算放大器的第二输入端接收所述第四电压，所述运算放大器的输出端连接所述第一容性器件的第二端。
在一个优选实施例中，所述充电控制电路包括：
第二开关晶体管，所述第二开关晶体管的第一端与所述储能电路的第二端连接，所述第二开关晶体管的控制端接收所述充电控制电压，所述第二开关晶体管的第二端接收所述第三电压。
在一个优选实施例中，所述充电控制电路包括：
所述第一开关晶体管；
第二开关晶体管，所述第二开关晶体管的第一端与第一开关晶体管的第二端连接，所述第二开关晶体管的第二端与所述运算放大器的输出端连接，所述第二开关晶体管的控制端接收所述充电控制电压。
在一个优选实施例中，所述储能电路为第二容性器件。
在一个优选实施例中，所述放电控制电路为第三开关元件，所述第三开关元件的第一端与所述压电传感器的第二端连接，所述第三开关元件的第二端与所述储能电路的第二端连接，所述第三开关元件的控制端接收所述放电控制电压。
本发明另一方面提供一种阵列压电传感器电路，包括
阵列排列的多个所述压电传感器；
根据本发明上一方面所述的压电传感器检测电路，其中每个压电传感器检测电路与一个压电传感器对应。
本发明再一方面提供一种本发明第一方面的压电传感器检测电路的时序控制方法，包括
s1：响应于充电控制电压，通过所述充电控制电路，将所述储能电路的第二端充电至所述预定电位；
s2：响应于放电控制电压，通过所述放电控制电路，所述储能电路对所述压电传感器放电达所述预设时间段；
s3：响应于检测控制电压，所述检测电路检测所述储能电路的第二端的电位变化并输出检测电压。
在一个优选实施例中，所述检测电路包括：
第一开关晶体管，所述第一开关晶体管的第一端与所述储能电路的第二端连接，所述第一开关晶体管的控制端接收所述检测控制电压；
第一容性器件，所述第一容性器件的第一端连接所述第一开关晶体管的第二端；
运算放大器，所述运算放大器的第一输入端连接所述第一开关晶体管的第二端，所述运算放大器的第二输入端接收所述第四电压，所述运算放大器的输出端连接所述第一容性器件的第二端；
所述充电控制电路包括：
第二开关晶体管，所述第二开关晶体管的第一端与所述储能电路的第二端连接，所述第二开关晶体管的控制端接收所述充电控制电压，所述第二开关晶体管的第二端接收所述第三电压；
所述放电控制电路为第三开关元件，所述第三开关元件的第一端与所述压电传感器的第二端连接，所述第三开关元件的第二端与所述储能电路的第二端连接，所述第三开关元件的控制端接收所述放电控制电压，并且
所述s1包括：设置第二开关晶体管的控制端上的充电控制电压为使得其导通，设置第一开关晶体管和第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其均截止；
所述s2包括：设置第二开关晶体管的控制端上的充电控制电压为使得其截止，设置第一开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其截止，设置第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其导通；
所述s3包括：设置第二开关晶体管的控制端上的充电控制电压为使得其截止，设置第一开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其导通，设置第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其截止。
在一个优选实施例中，所述检测电路包括：
第一开关晶体管，所述第一开关晶体管的第一端与所述储能电路的第二端连接，所述第一开关晶体管的控制端接收所述检测控制电压；
第一容性器件，所述第一容性器件的第一端连接所述第一开关晶体管的第二端；
运算放大器，所述运算放大器的第一输入端连接所述第一开关晶体管的第二端，所述运算放大器的第二输入端接收所述第四电压，所述运算放大器的输出端连接所述第一容性器件的第二端；
所述充电控制电路包括：
所述第一开关晶体管；
第二开关晶体管，所述第二开关晶体管的第一端与第一开关晶体管的第二端连接，所述第二开关晶体管的第二端与所述运算放大器的输出端连接，所述第二开关晶体管的控制端接收所述充电控制电压；
所述放电控制电路为第三开关元件，所述第三开关元件的第一端与所述压电传感器的第二端连接，所述第三开关元件的第二端与所述储能电路的第二端连接，所述第三开关元件的控制端接收所述放电控制电压，并且
所述s1包括：设置第二开关晶体管的控制端上的充电控制电压为使得其导通，设置第一开关晶体管上的时钟信号为使得其导通，设置第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其均截止；
所述s2包括：设置第一开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其截止，设置第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其导通；
所述s3包括：设置第二开关晶体管的控制端上的充电控制电压为使得其截止，设置第一开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其导通，设置第三开关晶体管控制端上的时钟信号为使得其截止。
本发明的有益效果如下：
本发明实施例提供的技术方案设计简单，利用开关的切换，实现了低功耗压阻转换电路，相比传统的被动式架构更加的省电，并且由于在检测的过程中，本发明实施例是利用电荷的转移，所以也可以避免在传统结构中因走线电阻所造成的误差，使得检测结果更加的精准。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
图1示出现有被动式压阻传感器检测电路示意图；
图2示出根据本发明一个实施例的压电传感器检测电路的框图；
图3示出根据本发明一个优选实施例的压电传感器检测电路示意图；
图4示出根据本发明一个优选实施例的压电传感器检测电路的控制时序；
图5为根据本发明一个优选实施例的电位重置阶段的等效电路图；
图6为根据本发明一个优选实施例的放电阶段的等效电路图；
图7为根据本发明一个优选实施例的电荷转移阶段的等效电路图；
图8为本发明一个优选实施例和现有检测电路的耗电比较图；
图9为根据本发明一个优选实施例在考虑到走线电阻情况下的等效电路图；
图10示出根据本发明一个优选替换实施例的压电传感器检测电路示意图；
图11示出根据本发明一个优选替换实施例的压电传感器检测电路的控制时序；
图12为根据本发明一个优选替换实施例的电位重置阶段的等效电路图；
图13为根据本发明一个优选替换实施例的放电阶段的等效电路图；
图14为根据本发明一个优选替换实施例的电荷转移阶段的等效电路图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
图1示出现有被动式压阻传感器检测电路示意图。如图1所示，被动式架构10通常由连接压电传感器pr的选择晶体管(seltft)和电阻式电压放大器组成。假设pr的电阻值为rx，则输出vou为(rf/rx)×vb，但由于压阻接到放大器后的检测是属于常开的状态，因此电流便会常漏。以n列为例，漏电流为n×vb/rx。
另外，阵列基板上的走线与pr串接(串接在pr上端子和v-之间，图中未示出)，而走线电阻和走线的长度有关，由于存在压降，因此在近、远端测到的输出电压就有所不同，这将会造成错误的检测结果。
图2示出根据本发明一个实施例的压电传感器检测电路框图。压电传感器检测电路与压电传感器连接，如图2所示，包括储能电路100、充电控制电路200、放电控制电路300和检测电路400。
在图3所示的一个优选实施例中，压电传感器检测电路20用于与压电传感器pr连接，压电传感器pr的第一端用于接收第一电压。
在图3的具体示例中，pr的第一端接地，即第一电压为0。本领域技术人员能够理解，第一电压不限于此。
其中，储能电路100的第一端用于接收第二电压。在图2的具体示例中，储能电路100的第一端接地，即第二电压为0。本领域技术人员能够理解，第二电压不限于此。
在图3所示的具体示例中，储能电路100是第二容性器件，具体地是一个电容器cs，然而本领域技术人员结合之后的描述能够理解，储能电路可以由任何具有充放电功能的容性器件或整体上表现为电容性的电路构成，这均在本申请的保护范围内。
充电控制电路200与储能电路100的第二端连接，被配置为接收第三电压，并响应于充电控制电压控制所述储能电路的充电过程，以将所述储能电路的第二端充电至预定电位。
在图3所示的具体示例中，充电控制电路200为开关晶体管t2，其第一端与电容器cs的第二端连接，其第二端接收第三电压，如图中所示的vref。
然而，本领域技术人员能够理解，该第三电压可以为其它电压，只要是使得cs充电到预定电位即可。
开关晶体管t2的控制端接收充电控制电压，即图中时钟信号ck2。
放电控制电路300分别与储能电路100的第二端和压电传感器pr的第二端电连接，被配置为响应于放电控制电压控制储能电路与压电传感器的通断，以使得储能电路向压电传感器在预设时间段内放电。
在图3所示的具体示例中，放电控制电路300为开关晶体管t3，其第一端与压电传感器pr的第二端电连接，第二端与电容器cs的第二端电连接，控制端接收充电控制电压，即图中时钟信号ck3。
检测电路400与储能电路100的第二端连接，被配置为接收第四电压，并响应于检测控制电压输出检测电压。
在图3示出的具体示例中，检测电路400包括开关晶体管t1，开关晶体管t1的第一端与电容器cs的第二端连接，开关晶体管t1的控制端接收检测控制电压，如图中的时钟信号ck1。
检测电路400还包括第一容性器件cf(在图中示例为电容器)，第一容性器件的第一端连接第一开关晶体管t1的第二端。
检测电路400还包括运算放大器，运算放大器的第一输入端连接开关晶体管t1的第二端，运算放大器的第二输入端接收第四电压，运算放大器的输出端连接第一容性器件的第二端。
在图3所示的具体示例中，第四电压为vref，与开关晶体管t2接收的第三电压相同，在这种情况下，在工艺制作时，第四电压和第三电压可以来自同一电压源，这节省了工艺，不必再各自分配电压源。
接下来结合图3-7说明本发明上述实施例的时序控制方法，包括步骤：
电位重置阶段s1：响应于充电控制电压，通过充电控制电路200，将储能电路100的第二端充电至预定电位。
如图4所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2为高电平，开关晶体管t1和t3控制端上的时钟信号ck1和ck3为低电平，则开关晶体管t2导通，t1和t3截止，等效电路如图5所示。电容器cs的第二端被充电至预定电位，例如vref。
放电阶段s2：响应于放电控制电压，通过放电控制电路300，储能电路100对压电传感器pr放电达预设时间段。
如图4所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2为低电平，开关晶体管t1控制端上的时钟信号ck1为低电平，开关晶体管t3控制端上的时钟信号ck3为高电平，则开关晶体管t2截止，t1截止，t3导通，等效电路如图6所示。电容器cs对压电传感器pr放电，时间为t，t的最小值是两次按压时间之间可以识别采集的最小精度。电容器cs的第二端的电压vt＝vref×exp(-t/(rx*c1))，其中rx为压电传感器的压阻值，c1为电容器cs的电容值。放电结束之后电容器cs的电位降低，但不等于0。
电荷转移阶段s3：响应于检测控制电压，检测电路400检测储能电路100的第二端的电位变化并输出检测电压。
如图4所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2为低电平，开关晶体管t1控制端上的时钟信号ck1为高电平，开关晶体管t3控制端上的时钟信号ck3为低电平，则开关晶体管t2截止，t1导通，t3截止，等效电路如图7所示。电容器cs上剩余的电荷q向电容器cf转移。
在此阶段，相当于电容器cs和cf串联，vou＝c1/c2×exp(-t/(rx*c1))×vref，其中c2为电容器cf的电容值。
当触碰压电传感器时，压电传感器的压阻发生变化，即rx发生变化，则电容器cs第二端的电压发生变化，进而检测出的vou发生变化，从而，通过vou变化的检测进而确定压力大小。
本领域技术人员能够理解，上述实施例中开关晶体管在高电平导通，低电平截止意味着所述开关晶体管为n型晶体管，然而，本发明不限于此，可以使用p型晶体管，那么图4所示的时序信号反相即可。
另外，本实施中的开关晶体管可以为tft晶体管，其中控制端为栅极，第一端为源极(或漏极)，第二端为漏极(或源极)。
相比于图1所示的现有技术，假设按压压力一样，那么rx变化一样，并假设本发明实施例中的vref等于图1中的pr第一端的电压vb，也就是说，二者的初始电流值一样，从图8可以看出，本申请实施例的电路架构更为省电，从而降低整体电路的功耗。
另外，如图9所示为本发明上述实施例在考虑到走线电阻情况下的电荷转移阶段的等效电路，其中走线电阻用rs表示，连接在电容器cs第二端和电容器cf的第一端之间。
电容器cs第二端的电位因按压而改变了△v，当开关晶体管t1导通时，vt＝vcs≠vref。运算放大器通过cf对cs充电，最终再次达到平衡，即vt＝vcs＝vref。而充电所需的△q(cs×△v)体现在vou上，即△vou＝△q/c2＝c1/c2×△v。可见，△vou和走线电阻无关。由于采用电荷转移的方案，可以避免走线电阻造成的误差。
本发明另一实施例提供一种压电传感器检测电路，作为图3所述实施例的替换方案。
图10示出根据本发明另一个优选实施例的压电传感器检测电路示意图。如图10所示，压电传感器检测电路30用于与压电传感器pr连接，压电传感器pr的第一端用于接收第一电压。
在图10的具体示例中，pr的第一端接地，即第一电压为0。本领域技术人员能够理解，第一电压不限于此。
压电传感器检测电路30包括储能电路100、充电控制电路200、放电控制电路300和检测电路400。
其中，储能电路100的第一端用于接收第二电压。在图9的具体示例中，储能电路100的第一端接地，即第二电压为0。本领域技术人员能够理解，第二电压不限于此。
在图10所示的具体示例中，储能电路100是一个电容器cs，然而本领域技术人员结合之后的描述能够理解，储能电路可以由任何具有充放电功能的容性器件或整体上表现为电容性的电路构成，这均在本申请的保护范围内。
充电控制电路200与储能电路100的第二端连接，被配置为接收第三电压，并响应于充电控制电压控制所述储能电路的充电过程，以将所述储能电路的第二端充电至预定电位。
在图10所示的具体示例中，充电控制电路200包括开关晶体管t1和开关晶体管t2。
开关晶体管t1的第一端与电容器cs的第二端连接，控制端接收时钟信号ck1。
开关晶体管t2的第一端与开关晶体管t1的第二端连接，开关晶体管t2的第二端接收第三电压，开关晶体管t2的控制端接收充电控制电压即图中时钟信号ck2。
在图10的示例中第二端连接运算放大器的输出端，第三电压为vref。这种情况下，不用单独为开关晶体管t2提供电压源，节省了工艺。
放电控制电路300分别与储能电路100的第二端和压电传感器pr的第二端电连接，被配置为响应于放电控制电压控制储能电路与压电传感器的通断，以使得储能电路向压电传感器在预设时间段内放电。
在图10所示的具体示例中，放电控制电路300为开关晶体管t3，其第一端与压电传感器pr的第二端电连接，第二端与电容器cs的第二端电连接，控制端接收充电控制电压，即图中时钟信号ck3。
检测电路400与储能电路100的第二端连接，被配置为接收第四电压，并响应于检测控制电压输出检测电压。
在图10示出的具体示例中，检测电路400包括开关晶体管t1，也就是说，在图10的示例中，检测电路400和充电控制电路200共用开关晶体管t1。
检测电路400还包括第一容性器件cf(在图中示例为电容器)，第一容性器件的第一端连接开关晶体管t1的第二端。
检测电路400还包括运算放大器，运算放大器的第一输入端连接开关晶体管t1的第二端，运算放大器的第二输入端接收第四电压，运算放大器的输出端连接第一容性器件的第二端。
在图10所示的具体示例中，第四电压为vref。
接下来结合图10-14说明本发明替换实施例的时序控制方法，包括步骤：
电位重置阶段s1：响应于充电控制电压，通过充电控制电路200，将储能电路100的第二端充电至预定电位。
如图11所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2为高电平，开关晶体管t1上的时钟信号ck1为高电平，开关晶体管t3控制端上的时钟信号ck3为低电平，则开关晶体管t1和t2导通，t3截止，等效电路如图12所示。电容器cs的第二端通过短路线被充电至预定电位，即运算放大器的第二输入端的电位vref。
放电阶段s2：响应于放电控制电压，通过放电控制电路300，储能电路100对压电传感器pr放电达预设时间段。
如图11所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2可以为低电平(如虚线所示)也可以为高电平(如实线所示)，开关晶体管t1控制端上的时钟信号ck1为低电平，开关晶体管t3控制端上的时钟信号ck3为高电平，则开关晶体管t2截止(或导通)，t1截止，t3导通，等效电路如图13所示。电容器cs对压电传感器pr放电，时间为t，t的最小值是两次按压时间之间可以识别采集的最小精度。电容器cs的第二端的电压vt＝vref×exp(-t/(rx*c1))，其中rx为压电传感器的压阻值，c1为电容器cs的电容值。放电结束之后电容器cs的电位降低，但不等于0。
电荷转移阶段s3：响应于检测控制电压，检测电路400检测储能电路100的第二端的电位变化并输出检测电压。
如图11所示，开关晶体管t2的控制端上的充电控制电压ck2为低电平，开关晶体管t1控制端上的时钟信号ck1为高电平，开关晶体管t3控制端上的时钟信号ck3为低电平，则开关晶体管t2截止，t1导通，t3截止，等效电路如图14所示。电容器cs上剩余的电荷q向电容器cf转移。
在此阶段，相当于电容器cs和cf串联，vou＝c1/c2×exp(-t/(rx*c1))×vref，其中c2为电容器cf的电容值。
当触碰压电传感器时，压电传感器的压阻发生变化，即rx发生变化，则电容器cs第二端的电压发生变化，进而检测出的vou发生变化，从而，通过vou变化的检测进而确定压力大小。
本领域技术人员能够理解，上述实施例中开关晶体管在高电平导通，低电平截止意味着所述开关晶体管为n型晶体管，然而，本发明不限于此，可以使用p型晶体管，那么图11所示的时序信号反相即可。
另外，本实施中的开关晶体管可以为tft晶体管，其中控制端为栅极，第一端为源极(或漏极)，第二端为漏极(或源极)。
同样地，图10所示实施例也具有图8所示的效果。即相比于图1所示的现有技术，假设按压压力一样，那么rx变化一样，并假设本发明实施例中的vref等于图1中的pr第一端的电压vb，也就是说，二者的初始电流值一样，从图8可以看出，图10所示实施例的电路架构更为省电，从而降低整体电路的功耗。
图10所示实施例在考虑到走线电阻情况下的电荷转移阶段的等效电路也如图9所示，其中走线电阻用rs表示，连接在电容器cs第二端和电容器cf的第一端之间。
电容器cs第二端的电位因按压而改变了△v，当开关晶体管t1导通时，vt＝vcs≠vref。运算放大器通过cf对cs充电，最终再次达到平衡，即vt＝vcs＝vref。而充电所需的△q(cs×△v)体现在vou上，即△vou＝△q/c2＝c1/c2×△v。可见，△vou和走线电阻无关。由于采用电荷转移的方案，可以避免走线电阻造成的误差。
另外，在图3所示实施例中，开关晶体管t2的第二端接收的第三电压可以是不同于vref的电压，在这种情况下，需要为开关晶体管t2单独提供电压源。比较而言，在图10所示实施例，开关晶体管t2的第二端与运算放大器的输出端直接相连，接收的电压来自于运算放大器的输出，这种情况下，不用单独为开关晶体管t2提供电压源，节省了工艺。
根据上述例如图3和10所示的压电传感器测试电路，本发明另一方面提供一种阵列压电传感器电路，包括阵列排列的多个压电传感器，并且其中每个压电传感器与上述一个压电传感器检测电路对应。
该阵列压电传感器电路相比于现有阵列压电传感器电路功耗更小，同时由于采用电荷转移的方案，可以避免走线电阻造成的误差。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。