一种新型抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构的制作方法

本发明涉及多普勒雷达电路领域，更具体的说，是涉及一种新型抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构。

背景技术

基于微波雷达相位调制作用的非接触式生命体征探测已经被研究多年，为了实现高精度和高鲁棒性，近几年来，研究人员一直在努力解决一些技术挑战。其中一个主要的挑战便是直流偏置问题。该直流偏置问题主要存在于零中频接收机结构中，尽管该结构不存在镜像频率干扰的问题，但是该结构的本振频率和射频信号的频率相等，因而在接收机中混频后会产生很大的直流输出，这很容易阻塞基带放大器，也会使模数转换器的输入始终保持在一个较高的幅度，进而限制模数转换器的分辨率。

针对零中频接收机结构的直流偏置问题，有人提出了数字低中频接收机结构[1]，即利用一个与发射信号频率相差较小的本振信号输入混频器并与接收信号混频，混频产生的低中频信号再由模数转换器采样，最后在数字域进行第二次混频而产生基带信号。在该结构中，需要产生两个不同频率的信号源，在接收机中也需要两次混频，这令微波雷达的结构更加复杂化，也使微波雷达的实现成本更高。

基于现有雷达结构的不足，有必要提出一种新型的微波雷达结构，在解决直流偏置问题的基础上，进一步降低微波雷达的复杂度和成本。

【参考文献】

[1]wuy,lij.thedesignofdigitalradarreceivers[j].ieeeaerospace&electronicsystemsmagazine,1998,13(1):35-41.

技术实现要素：

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种新型抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构，在解决直流偏置的基础上，降低了雷达的实现复杂度及成本，首先通过与发射天线不同距离的双接收天线降低未经调制信号的影响，然后通过移相器进一步降低直流偏置的影响。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

本发明的双接收天线且添加可变增益放大器和移相器的抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构，包括接收天线ⅰ、接收天线ⅱ和发射天线，所述接收天线ⅰ和接收天线ⅱ均连接功分器ⅲ输入端，所述功分器ⅲ输出端连接功分器ⅳ输入端，所述功分器ⅳ输出端连接有混频器；

所述发射天线依次串联有功分器ⅱ、功分器ⅰ和本振；所述功分器ⅰ输入端连接本振，输出端分为两路，其中一路连接至混频器输入端，另一路连接功分器ⅱ输入端，所述功分器ⅱ输出端分为两路，其中一路连接发射天线，另一路经相互串联的可变增益放大器和移相器连接至功分器ⅳ输入端。

所述功分器ⅰ和功分器ⅱ均采用一路输入、两路输出的结构，所述功分器ⅲ和功分器ⅳ均采用两路输入、一路输出的结构。

在发射端，本振信号源产生的信号频率为2.4ghz，该信号通过功分器ⅰ和功分器ⅱ总共分成三路，一路用作本振信号，一路经过可变增益放大器和移相器用作直流偏置调节信号，一路用作发射信号；在接收端，接收天线ⅰ、接收天线ⅱ与发射天线的距离分别为d+λ/2和d，两个接收天线接收到的信号先经过功分器ⅲ合成，再与移相器输出信号经过功分器ⅳ合成，最终合成的信号与本振信号进行混频，混频得到的基带信号经过数据采集卡采样转换成数字信号，并在计算机中进行处理。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明可以解决直流偏置问题，通过双接收天线可以有效解决发射信号导致的直流偏置问题，通过可变增益放大器和移相器可以有效解决杂波散射等因素导致的直流偏置问题。

(2)本发明降低了雷达结构的复杂度和实现成本，由于不需要产生两个信号源，在接收机部分也不需要两次混频，这既会降低雷达的设计复杂度，也避免双频信号之间的干扰，同时也降低雷达的实现成本。

附图说明

图1是本发明新型抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构原理图。

具体实施方式

为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图对本发明作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

本发明的新型抑制直流偏置的多普勒雷达电路结构，如图1所示，包括接收天线ⅰ、接收天线ⅱ和发射天线。所述接收天线ⅰ和接收天线ⅱ均连接功分器ⅲ输入端，所述功分器ⅲ输出端连接功分器ⅳ输入端，所述功分器ⅳ输出端连接有混频器，混频器输出端通过数据采集卡与计算机连接。

所述发射天线依次串联有功分器ⅱ、功分器ⅰ和本振。所述功分器ⅰ输入端连接本振，输出端分为两路，其中一路连接至混频器输入端，另一路连接功分器ⅱ输入端。所述功分器ⅱ输出端分为两路，其中一路连接发射天线，另一路连接可变增益放大器，所述可变增益放大器连接移相器，所述移相器连接功分器ⅳ输入端。

其中，所述功分器ⅰ和功分器ⅱ均采用一路输入、两路输出的结构，所述功分器ⅲ和功分器ⅳ均采用两路输入、一路输出的结构。混频器采用正交混频器。

在发射端，本振信号源产生的信号频率为2.4ghz，该信号通过功分器ⅰ和功分器ⅱ这两个功分器总共分成三路，一路用作本振信号，一路经过可变增益放大器和移相器用作直流偏置调节信号，一路用作发射信号。在接收端，接收天线ⅰ、接收天线ⅱ与发射天线的距离分别为d+λ/2和d。两个接收天线接收到的信号先经过功分器ⅲ合成，再与移相器输出信号经过功分器ⅳ合成。最终合成的信号与本振信号进行混频，混频得到的基带信号经过数据采集卡采样转换成数字信号，并在计算机中进行处理。

在实现生命体征探测时，降低直流偏置的实现方式具体如下。由于两个接收天线与发射天线的距离分别为d和d+λ/2，因此未经调制的发射信号经过两个接收天线接收后，并通过功分器ⅲ合成，会相互抵消，在一定程度上会降低直流偏置的影响。但是该方法不能彻底解决直流偏置的影响，因此利用移相器进一步解决该问题，分析如下。忽略发射信号幅度变化，设接收信号r1(t)如公式(1)所示：

在式(1)中，a是接收信号的幅度，ω为接收信号的角速度，t为时间，d0是被测物与雷达之间的距离，c为信号传播的速度，ψ是由于生命体征运动导致的相位变化；第二项是导致直流偏置的因素，是由于杂波散射、串扰、本振泄露等因素导致的，其中bi是杂波信号的幅度，li是杂波信号的传播距离。将接收信号与移相器输出信号相加得到的结果r2(t)如式(2)所示：

在式(2)中，φ是移相器产生的移相值，a是可变增益放大器的放大值。式(2)的信号与本振信号混频后，产生的基带信号b(t)如式(3)所示：

由式(3)可以看出，基带信号中的直流分量为第二项和第三项，交流分量为第一项，为了去除直流分量，可以通过调节移相器φ的值，令第二项和第三项互相抵消，进一步解决直流偏置问题。

实施例：

本发明中具体使用元器件的型号如下描述，本振采用analogdevices公司的ltc6948iufd，利用该本振产生频率为2.4ghz的信号；功分器ⅰ、功分器ⅱ、功分器ⅲ、功分器ⅳ均采用anaren公司的pd2328j5050s2hf；移相器采用m/a-comtechnologysolutions公司的maps-010144-tr0500；可变增益放大器采用analogdevices公司的ada4961；混频器采用analogdevices公司的lt5575euf；数据采集卡采用ni公司的niusb-6211数据采集卡。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但本发明并不局限于上述，在本发明的启示下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。