步降低，可以选用通态电阻很低的MOS管作为Q这个位置的开关管，来进一步 地降低损耗，实测样机的效率在97%以上，即：
[0072] 标称为450BXC47MEFC18X25的电解电容，标称耐压450V，纹波电流为1200mA，直 流电源U调节为311V直流，电感L要保证在开关频率下，其感抗远大于被测电容的标称等 效串联电阻，"远大于"在工程上，一般指十倍及以上；确保电感L的分流作用对电路的影 响很小。450BXC47MEFC18X25的电解电容的标称等效串联电阻为4欧以下，工作频率为 65KHz，那么，电感L取值为100uH以上，才能确保其感抗在65KHz下不小于40欧，这里为了 方便，直接用ImH的电感，线径用0. 6_绕制，这样来获得极小的插入损耗;M0S管Q的型号 为FMV06N90E二只并联，以获得极低的损耗，FMV06N90E耐压900V，通态电阻为2. 5Ω，磁芯 的型号为PQ3225,中柱气隙为0. 46mm，第一绕组1和第一绕组2采用了 0. 4mm的三层绝缘 线，6支线并绕，其中的3支并联作为绕组1，另外3支并联作为绕组2,这样不仅获得绕组1 和绕组2之间的双线并绕的效果，而且降低了高频电流的趋肤效应，降低了铜损；调制控制 电路P由集成电路为ISL6841和外围电路组成，外围电路包括向ISL6841提供电源的8V低 压稳压电源，这颗ISL6841，其最大占空比为0. 5,二极管D为ER1006FCT，耐压标称为600V， 实测普遍在680V以上，用在图2电路中，需要的耐压为直流电源U的两倍，直流电源U这里 为311V，那么二极管D的耐压要求为622V，680V的实际耐压勉强能够满足。磁芯在装配时， 两个侧柱的接合处，中间放上磁液，中柱中间不放磁液。
[0073] 电路连接好后，用Agilent型号为1147A电流探头配合DS0-X3024A示波器，直接 夹在被测电容的一只引脚上，观察被测电解电容中的纹波电流，调节直流电源U的工作电 压先为低压，如工作电压的一半或以下，这里取120V，启动调制控制电路P，占空比由小调 节至略小于0. 5,这时调节直流电源U的电压至试验期望的311V直流，若纹波电流超标，把 中柱的气隙调小点，这样，绕组1的电感量会变大，由于占空比没有变，同样的励磁时间，励 磁电流会减小。
[0074]由于电解电容的发热是引起寿命缩短的主要原因，根据功率的计算公式：P=I2R， 而发热的来源就是纹波电流作用于等效串联电阻ESR上，即：
[0075] 发热功率=纹波电流有效值2XESR
[0076] 可以知道，测试电解电容纹波电流相关指标时，可以适应降低工作电压，这样来降 低对图2中变压器的要求，如本例中，选用了 311V的直流，这是220VAC市电整流后的直流 电压高限，纹波电流为1. 2A，那么图2中，变压器T的功率为311VX1. 2A/2 = 186. 6W，这仅 仅是47uF的电解电容，对于220uF这样的高压电容，其标称纹波电流达3. 2A，那么变压器T 的功率接近500W，这显然较为不现实的。这时，可以把工作电压降为100V，甚至更低，这样 变压器T的功率可以降低，试验得以低成本实现。
[0077] 工作电压降低后，励磁电流相应地降低。
[0078] 第一实施例的电路搭好后，调节磁芯的气隙大小，使得450BXC47MEFC18X25的电 解电容的纹波电流为1. 2A，这时，直流电源U的输出电流为30. 28mA，即直流电源U的输出 功率为 311VX30. 28mA= 9. 42W。
[0079] 即本申请实现了，仅用9. 42W的功率，实现了电解电容在31IV的直流下，工作纹波 电流为1. 2A，实现了低成本、低能耗地提供高频纹波电流，且图2的电路接线简单、体积小。 若用传统的方法，要耗能186. 6W，本发明为其5. 0 %的耗能，事实上，略经优化，第一实施例 仅耗电17. 4mA，这时耗能才5. 41W，仅为现有技术的2. 9%。
[0080] 当需要测试另一种电解电容量，纹波电流不同，预期想得到的励磁电流也不同，那 么，在变压器的第一绕组与第二绕组同步地有一个以上的抽头，通过选择不同的抽头，得到 不同的绕制匝数，即改变了电感量，可以改变励磁电流，同时适当调节直流电源的输出电 压，也是可以改变励磁电流；同时磁芯气隙的距离可调，调节磁芯的气隙大小，也可以小范 围内改变电感量来获得不同的纹波电流。
[0081] 电感的公式定义为：
[0083] 其中，U为电感两端的励磁电压，t为励磁时间，I为励磁结束时流过电感的电流； 那么，励磁电流的最大值为：
[0085] 通过上式可以看到，改变时间t也可以改变励磁电流，那么，改变脉宽调制控制电 路P的输出占空比，即是改变式（2)中的时间t，可以改变励磁电流；同样，改变工作电压U， 即直流电源U的输出电压，可以改变励磁电流；改变第一绕组1的电感量，可以改变励磁电 流。
[0086] 利用式（2)可以预见性地预设直流电源电压、占空比、电感量，结合电路，直接得 到想要的纹波电流。
[0087] 通过改变直流电源U的输出电压；通过选用不同的绕组抽头，通过改变磁芯气隙 的距离来改变电感量；通过改变调制控制电路P的占空比，都可以改变励磁电流来改变纹 波电流。
[0088] 或占空比不变，略小于0. 5,接近0. 5的状态下，这时改变工作频率，参见图2-1，频 率升高，DTs相应缩短，那么，励磁电流也相应减小改变励磁电流来改变纹波电流。
[0089] 可见，本发明可以实现发明目的。
[0090] 图2-2是另一种实施方式，被测电容的输出端子和电感串联后与直流电源并联的 另一种方式，也是变压器的第二绕组和二极管串联后与被测电容的输出端子并联的另一 种方式，同样实现发明目的；
[0091] 图2-3是另一种实施方式，场效应管和变压器的第一绕组串联后与被测电容的输 出端子并联的另一种方式，也是变压器的第二绕组和二极管串联后与被测电容的输出端 子并联的另一种方式，同样实现发明目的，只不过调制控制电路P成了浮地驱动；
[0092] 图2-4是另一种实施方式，被测电容的输出端子和电感串联后与直流电源并联的 另一种方式，场效应管和变压器的第一绕组串联后与被测电容的输出端子并联的另一种 方式，同样实现发明目的。
[0093] 第一实施例事实上示出了四种实施方式，同样实现发明目的。
[0094] 被测电容不仅仅为电解电容，其它电容一样可以正常工作的，图2-1中，的波 形中，充电和放电均为高频纹波电流，对于【背景技术】中，提及的：电解电容在反激式开关电 源中作为输入整流滤波电容使用时，其纹波电流是：充电为低频脉动直流电流，放电为高频 纹波电流放电。
[0095] 这种情况下，可以采用方法二来获得纹波电流，见第二实施例。
[0096] 第二实施例
[0097] 请参阅图3,一种纹波电流产生方法，采用了技术方案中的方法二，这里不再赘述， 一种纹波电流产生电路，包括直流电源U，一电容C、一电感L、一变压器T、一二极管D、一场 效应管Q，为N沟道型M0S管，一脉宽调制控制电路P，以及连接被测电容两只引脚的输出端 子，包括正端子J+与负端子J-，所述变压器T包括第一绕组1与第二绕组2,第一绕组1与 第二绕组2为双线并绕，且变压器T存在一个带有气隙的磁芯，所述的直流电源U的输出有 正极和负极，连接关系为：
[0098] 被测电容输出端子的正端子J+和电感的一端相连接，被测电容输出端子的负端 子J-连接直流电源U的负极，电感L的另一端连接直流电源U的正极，直流电源U和电容 C并联；
[0099]N沟道型M0S管的漏极和变压器T的第一绕组的异名端相连，N沟道型M0S管的源 极连接被测电容输出端子的负端子J-，变压器T的第一绕组的同名端连接被测电容输出端 子的正端子J+ ;
[0100] 直流电源U的正极还连接变压器T的第二绕组2的异名端，变压器T的第二绕组 2的同名端连接二极管D的阴极，二极管D的阳极连接被测电容输出端子的负端子J-，脉宽 调制控制电路P的输出端连N沟道型M0S管的栅极，脉宽调制控制电路P的地连接被测电 容输出端子的负端子J_。
[0101] 工作原理：
[0102