专利名称：译码装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及反复译码方法，特别涉及在取得反复译码中所需要的参数时适宜的技术。
背景技术：
符合逻辑的极限命题是如何接近逻辑特性极限(香农(Shannon)极限)。1993年由香农(Berrou)发表了实现接近该香农极限的译码误码率的Turbo符合。现在，对于该Turbo符合以及作为其上位概念的卷积符合的研究活跃。
在译码卷积符合的技术中，有最佳译码法(维托毕译码法是该最佳译码法之一)和反复译码法等的译码法。
最佳译码法计算在接收信号系列y中与全部发送代码字x相关的条件概率，在发送符合字中把概率最大的符合字作为输入信息系列u。因而，虽然可以使块错误率最小化，但存在不限于把误码率(BERBitError Rate)设置为最小的问题。进而，在维托毕译码法中，译码Turbo符合事实上是不可能的。
在反复译码法中，从把误码率设置为最小化的观点出发，是适宜的方法。进而，在反复译码法中，为了对最佳译码法实现同等程度的误码率需要的通信路径的S/N(Signal to Noise Ratio)与最佳译码法相比可以从5降低到6dB(分贝)。但是在反复译码法中，需要计算通路测量上事后概率最大的全部的通路发生概率，在该计算中需要知道通信路径值。该通信路径值用通信路径的S/N或者σ值计算。进而，在最佳译码法中，累计与1个分支对应的接收信号和预测信号的误差，在通路测量的结合点上，因为把累计的误差信号小的通路作为最佳通路选择，所以，不算出通信路径的S/N或者σ值也可以选择最佳通路。
另外，当把反复译码法适用到记录再生装置的情况下，与以往相比还需要与通信路径S/N恶化的状况一致地最佳化记录再生参数。
本发明的第1目的在于解决上述问题，可以迅速取得在反复译码法中为了计算通信路径值所需要的通信路径S/N或者σ值。另外，在本发明的第2目的中，当把反复译码法适用于记录再生装置的情况下，可以与通信路径S/N或者σ值一致地迅速取得记录再生参数等。
为了实现上述目的，如果采用本发明，则在译码被编码的数据的内符合后译码外符合，通过把译码外符合的结果作为上述内符合的事前信息在译码上述内符合时使用，译码数据的译码方法中，包含改变为了在译码上述内符合时计算通信路径值所必要的数值，计算在各数值中的误码率，根据上述误码率确定在译码上述内符合时要使用的最佳数值。
在反复译码法中，误码率具有相对为了计算通信路径值所需要的数值变化迟钝的性能特征。因而，认为正确计算该数值不是必须的。因而，不计算为了计算通信路径值所需要的数值，通过改变该数值计算误码率，根据计算出的误码率确定在译码时需要使用的最佳数值，可以迅速取得该数值。
进而，在上述译码方法中，上述所谓数值例如是在通信路径中的信号相对噪音比或者上述信号相对噪音比的倒数的平方根。
另外，在上述译码方法中，最佳数值可以是被计算出的上述误码率最佳时的上述数值，也可以是得到预先确定的误码率的上述数值的最大值和最小值的平均值。
在反复译码方法中，通信路径S/N与实际值相比过大时所需要的S/N，和通信路径S/N过小时所需要S/N具有通信路径值的计算误差以0(零)点为中心大致对称变化的性质特性。因而，给予同样所需要S/N的通信路径S/N的最大值和最小值的平均值认为是接近没有计算误差时的通信路径S/N的值。后者的确定方法基于这种考虑。当误码率良好的情况下，与误码率差的情况相比为了计算误码率需要时间。当是后者的确定方法的情况下，不需要计算最佳的误码率，因为只要计算出给予差的误码率(上限误码率)的数值的最大值和最小值即可，所以可以缩短为了确定最佳数值需要的时间。
另外，在上述译码方法中，进一步包含在计算出上述误码率时，改变在译码时使用的反复次数的步骤。
在反复译码方法中，具有如果减少反复次数则误码率恶化的性能特性。如上所述，当误码率差的情况下，为了计算误码率需要的时间比误码率好时还短，因而，在确定上述最佳数值时通过改变反复次数，更具体地说通过减少反复次数计算误码率，可以缩短为了确定上述最佳数值所需要的时间。
另外，在上述译码方法中进一步包含改变在把数据记录在记录介质时使用的记录补偿值，使用上述最佳数值以外的数值计算在各记录补偿值中的误码率，把误码率最佳的上述记录补偿值作为最佳记录补偿值确定。当使用最佳数值以外的数值计算误码率的情况下，误码率恶化。因而，与使用最佳数值计算的情况下可以缩短为了计算误码率需要的时间。因而，可以用该方法迅速取得最佳记录补偿值。
另外，在上述译码方法中，改变在均衡从记录介质再生的数据时使用的均衡器系数，使用最佳数值以外的数值并使用上述各均衡器系数计算误码率，可以把误码率最佳的均衡器系数作为最佳均衡器系数确定。用该方法可以迅速取得最佳均衡器系数。
另外，在取得最佳记录补偿值时，或者在确定最佳均衡器系数时，可以改变反复次数，更具体地说可以减少反复次数。由此，可以缩短用于取得最佳记录补偿值或者最佳均衡器系数所需要的时间。
另外，在上述译码方法中，进一步包含把上述最佳数值记录在记录装置中，从在译码时记录上述数值的记录装置读出上述数值的步骤。
另外，可以在该记录装置中与环境温度对应地记录上述最佳数值。通信路径S/N因为根据环境温度变化，所以通过与各环境温度对应地把最佳数值记录在记录装置上，可以使用处于当前环境温度下的最佳数值译码符合。
另外，改变记录与环境温度相应的数值，可以与在成为基准的基准温度中的上述数值，以及相对上述基准温度的环境温度的差对应地把上述数值的差值记录在上述记录装置上。这种情况下也可以得到同样的效果。
另外，改变在记录装置上记录最佳数值，也可以把最佳数值和其他数据一同记录在记录介质上，在再生该数据时读出最佳数值。
另外，如果采用本发明的再一形态，则是译码被编码的数据的译码电路或者译码装置，具备译码上述数据的内符合的内符合译码电路；译码上述数据的外符合，把译码结果在上述内符合装置中作为上述内符合的事前信息输入的外符合译码电路；计算误码率的误码率计算电路；设定在上述内符合译码装置中计算通信路径值所需要数值的数值设定电路，上述误码率计算电路的构成是，计算由上述数值设定电路改变的各数值中的误码率，上述数值设定电路计算出的上述误码率，确定需要在上述内符合译码电路中设定的最佳数值。
该译码电路或者译码装置因为进行和在上述译码方法中进行的顺序同样的处理，所以可以得到和上述反复译码方法一样的作用和效果，所以可以解决上述问题。进而，因为采用上述译码装置或者译码电路的数据再生装置也可以得到和上述反复译码方法一样的作用和效果，所以可以解决上述问题。
另外，在处理器中进行和在上述译码方法中进行的顺序同样控制的程序，也通过在处理器中执行该程序，可以解决上述问题。进而，从记录有上述程序的记录介质中通过把该程序读出到处理器中执行，也可以解决上述问题。
附图的简单说明图1是展示无记录模型的图。
图2是适用了本发明的记录再生装置的构成图。
图3是展示相对通信路径S/N计算误差的所需要通信路径S/N变化的图。
图4是展示相对通信路径S/N的计算误差的平均出错比特数变化的图。
图5是展示相对通信路径S/N的误比特率变化的图。
图6是展示相对反复次数的误比特率变化的图(其1)。
图7是展示相对反复次数的误比特率变化的图(其2)。
具体实施例方式
参照
本发明的实施方式。进而，在同样的装置等上标注同样的号码并省略说明。
首先，说明卷积符合以及反复译码方法。在卷积符合中，大致有Turbo符合以及低密度奇偶校验符合。Turbo符合进一步根据编码电路的连接方法，分为并联连接卷积符合(PCCCParallel ConcatenatedConvolutional Code)以及纵列连接卷积符合(SCCCSerialConcatenated Convolutional Code)的2种方式。作为译码卷积符合的方法，已知有反复译码法。
以下，把Turbo符合作为例子，在反复译码方法中，需要通信路径值，该通信路径值通过使用通信路径S/N计算说明。首先，为了说明假设图1所示的无记录通信模型。在图1所示的模型中，通过编码2值输入信息系列uk，xk从2的N次方个符合后中选择并传送到通信路径而成为接收信号系列yk。
在反复译码法中，需要计算(1)式所示的事后概率(APPaposteriori probability)P(uk|y)的对数最佳比(LLRLog LikelihoodRatio L(uk^)=L(uk|y)=lnP(uk=+1|y)P(uk=-1|y)---(1)]]>在此，根据Bayse定理，事后概率可以用(2)以及(3)式表示。
P(uk=+1|y)=P(uk=+1)P(y|uk=+1)P(y)---(2)]]>P(uk=-1|y)=P(uk=-1)P(y|uk=-1)P(y)---(3)]]>
在Turbo符合中，因为根据编码器具有与接收信号系列y有关的限制条件，所以如在(4)式中表示(2)以及(3)式右边分子第2项的接收信号系列y那样分割考虑。进而，(4)式示例u^k=+1]]>的情况。
P(y|uk＝+1)＝P(yk|uk＝+1)P(y except yk|uk＝+1)…(4)由此，(2)以及(3)式如以下(5)以及(6)式。
P(uk=+1|y)=P(uk=+1)P(yk|uk=+1)P(yexceptyk|uk=+1)P(y)---(5)]]>P(uk=-1|y)=P(uk=-1)P(yk|uk=-1)P(yexceptyk|uk=-1)P(y)---(6)]]>因而，对数最佳比 如(7)式。
L(uk^)=ln[P(uk=+1)P(uk=-1).P(yk|uk=+1)P(yk|uk=-1).P(yexceptyk|uk=+1)P(yexceptyk|uk=-1)]]]>=L(uk)+Lc(yk)+Lext(uk^)---(7)]]>在此，(7)式中的符号如下。
L(uk)是与uk＝+1和uk＝-1有关的作为已知的出现概率的事前概率(a priori probability)P(uk)的对数比Lc(yk)是从接收信号yk得到的通信路径值的对数比 是从符合的限制中得到与uk有关的外部信息因而，从(7)式可知，在反复译码方法中，需要通信路径值。另外，噪音是白色高斯噪音(AWGNAdditive White Gaussian Noise)，无噪音时的yk是yk∈{±1}时的对数通信值Lc(yk)可以用以下的(8)式表示。
Lc(yk)=ln(exp(-(yk-1)22σ2)exp(-(yk+1)22σ2))=2ykσ2---(8)]]>在此，σ2因为是通信路径的S/N的倒数，所以在通信路径值的计算中需要知道σ或者通信路径S/N。
以上述理解为前提，以下说明本发明。进而，在记录再生装置中适用本发明，作为编码方法把采用SCCC的情况作为例子说明，但并没有限定本发明的适用范围的意思。
图2展示适用了本发明的记录再生装置的构成。如图1所示，记录再生装置10具备记录系统设备和再生系统设备。记录再生装置10作为记录系统设备具备外编码器11、交织器12、内编码器13、记录补偿设定电路14、记录电路15、记录头16，作为再生系统设备具备再生头18、均衡器系数设定电路19、PR(Partial Response)均衡器20、σ设定单元21、内符合APP(A Posteriori Probability)译码器22、去交织器23、外符合APP译码器24、交织器25、选择器26、反复次数设定电路27、错误判定器28、误码率计算电路29。外补码器11以及内编码器13都是RSC(Recursive SystematicConvolutional)编码器。
首先，说明记录系统设备。外符合器11接收应该从主系统记录到介质17的数据，编码该数据。交织器12随机地置换从外编码器11输出的符合的排列。内编码器13进一步编码由交织器12置换的符合。由于在外编码器11和内编码器13之间具备交织器12，因而即使外编码器11的输出系列是最小加权平均，也可以抑制内编码器13的输出系列再次成为最小加权平均大概率。
经过这样编码的数据经由记录电路15输出到记录头16，记录头16把经补码的数据记录在介质17上。进而，记录电路15具备进行记录补偿的记录补偿电路(未图示)，记录补偿电路的记录补偿值由记录补偿值设定电路14设定。
以下，说明再生系统设备。再生头18从记录介质17读入已编码的数据。PR均衡器20从由再生头18读入的编码后的数据中除去符合间干涉引起的影响(进行部分响应均衡化)，把其结果输出到内符合APP电路22。均衡器系数设定电路19在PR均衡器20中设定在均衡时使用的系数。内符合APP电路22计算内符合的事后最大概率。如上所述，为了译码需要通信路径值。
σ设定电路21为了计算通信路径值把必要的σ设定在内符合APP电路22中。另外，σ设定电路21可以变更σ值。可是，σ的平方的倒数因为等于通信路径S/N，所以σ设定电路21可以代替σ设定通信路径S/N。进而，在以下说明中说明σ设定电路21设定σ，但并没有限定本发明的意思。代替σ设定电路21，可以具备设定·变更通信路径S/N的通信路径S/N设定电路。
去交织器23进行采用交织器12的置换的反置换。外符合APP电路24计算外符合的事后最大概率。采用外符合APP电路34的译码结果在由交织器25随机地置换排列后，被输入到内符合APP电路22以及选择器26。来自外符合APP电路24的输出在内符合APP电路22中作为事前信息使用。
当满足反复次数达到上限，或者每一反复次数的对数最佳比充分大等条件的情况下，选择器26把来自外符合APP电路24的输出作为判定结果输出。反复次数由反复次数设定电路27设定。来自选择器26的判定结果被输出到主系统以及错误判定器28。
错误判定器28判定在判定结果中有无错误。误码率计算电路29根据采用错误判定器28的错误判定结果，计算误码率以及事件误码率等的误码率。
如上所述，在反复译码法中，需要计算通信路径值，但计算该通信路径值，换句话说通过计算取得在计算通信路径值时所需要的通信路径S/N(或者σ值)是困难的。因而如果采用本发明，则不计算通信路径S/N(或者σ值)，而通过σ设定电路21改变σ值，通过误码率计算电路29计算在各σ值中的误码率。而后，σ设定电路21把误码率良好时的σ值作为在译码时应该使用的最佳σ值设定在记录再生装置10的内符合APP电路22上。由此，可以缩短为了计算通信路径值S/N所需要的时间。该方式基于后述的记录再生装置10的性能特性。
另外，如果采用本发明，则用σ设定电路21在内符合APP电路22中设定最佳σ值以外的σ值，用记录补偿值设定电路14改变记录补偿值。而后用误码率计算电路29计算在各记录补偿值中的误码率。记录补偿值设定电路14把上述误码率最佳的记录补偿值作为最佳记录补偿值设定在记录电路15中。由此，还可以缩短为了计算最佳记录补偿值需要的时间。
另外，如果采用本发明，则由σ设定电路21把最佳σ值以外的σ值设定在内符合APP电路22中，由均衡器系数设定电路19改变均衡器系数。而后，由误码率计算电路29计算在各均衡器系数中的误码率。均衡器系数设定电路19把误码率最佳的均衡器系数作为最佳均衡器系数设定在PR均衡器20中。由此，还可以缩短为了计算均衡器系数所需要的时间。
另外，在计算上述最佳σ值、最佳记录补偿值以及最佳均衡器系数时，也可以用反复次数设定电路27改变在反复译码中的反复次数。由此也可以缩短为了计算最佳σ值、最佳记录补偿值以及最佳均衡器系数所需要的时间。该方法也是基于后述的记录再生装置10的性能特性。
以下，用图3至图7说明记录再生装置10的性能特性。首先，用图3以及图4说明相对通信路径N/S误差的译码性能的灵敏度。进而，模拟条件如下。
·对内符合APP电路的输入EER＝10-6·译码次数5次·块长度4096另外，在各图中，在对内符合APP电路的输入加上了AWGN(Additive White Gaussian Noise)时的模拟结果用菱形表示，在对PR均衡器加上了AWGN(Additive White Gaussian Noise)时的模拟结果用正方形表示。在此，EER(Error Event Ratio)用以下的(9)式定义。
EER＝(错误块数)/(译码块数×4096位)……(9)图3展示相对在记录再生装置10中的通信路径S/N的计算误差，为了满足EER＝10-6所需要的S/N，即所需要S/N的变化。在图3中，横轴表示在计算通信路径值时使用的通信路径S/N和实际的通信路径S/N的误差(单位dB)，纵轴表示所需要S/N。如图3所示知道，当通信路径S/N的误差不足+-4dB的情况下，所需要S/N大致一定，但如果在+-约4dB或其以上，则所需要S/N的增加显著。即，知道实际的通信路径S/N和被设定在记录再生装置10中的通信路径S/N的差如果不足+-约4dB，因为所需要S/N几乎没有变化，所以为了满足EER＝10-6，被设定的通信路径S/N正确地与实际的S/N相等这一点不是必须的。通信路径S/N因为可以用σ值表示，所以同样为了得到所需要的S/N，不需要实际的σ值和被设定在记录再生装置10中的σ值必须一致。
图4展示相对通信路径S/N的计算误差，ERR＝10-6中的平均出错位数的变化。图4中，横轴表示通信路径S/N的误差(单位dB)，纵轴表示平均出错位数(单位数/错误脚本)。如图4所示可知，当通信路径S/N比实际还小的情况下，不能看到出错位数增加，而当比3dB还大时，出错位数显著增加。从图3以及图4可知，如果实际的通信路径S/N和已被设定的通信路径S/N的误差在+-约3dB或其以下，则所需要S/N以及误码率几乎不劣化。
因而，如果采用本发明，则改变用σ设定电路21设定在内符合APP电路22中的σ值，用误码率计算电路29计算在各个σ值中的误码率。而后，σ设定电路21把误码率最好时的σ值作为最佳σ值确定，把最佳σ值设定在内符合APP电路22中。这样确定的最佳σ值不是必须与实际的σ值一致，而如上述的模拟结果所示那样，因为所需要S/N相对通信路径S/N的计算误差迟钝，所以认为在记录再生装置10中不产生问题。
另外，如图3所示，通信路径S/N比实际值计算得过大时所需要S/N，和通信路径S/N计算得过小时所需要S/N，以通信路径值的计算误差为0(零)的点为中心大致对称变化。因而，给予同样所需要S/N的通信路径S/N的最大值和最小值的平均值推测为接近没有计算误差时的通信路径S/N的值。
因而，如果采用本发明，则用σ设定电路21改变设定在内符合APP电路22上的σ值，用误码率计算电路29确定满足预先确定的上限误码率时的σ值的最大值和最小值。而后，σ设定电路21也可以把σ值的最大值和最小值的平均值作为最佳σ值确定。
当误码率良好的情况下因为需要用于计算误码率的时间，所以为了一边改变σ值一边计算误码率，确定在计算出的误码率中给予最佳的误码率的σ值需要时间。但是，当误码率良好的情况下，不计算最佳的误码率，根据给予很差的误码率(上限误码率)的σ值的最大值和最小值确定最佳σ值，由此可以缩短用于确定最佳σ值所需要的时间。
进而，把上述那样确定的最佳σ值记录在具备在记录再生装置10中的未图示的记录装置，在使用记录再生装置10时，σ设定电路21可以从该记录装置中读出最佳σ值，设定在内符合APP电路22中。或者，在把最佳σ值记录在记录介质17中，记录再生装置10再生被记录在该记录介质17中的数据时，σ设定电路21可以从该记录介质17中读出最佳σ值，设定在内符合APP电路22中。
以下，用图5说明在不同的通信路径S/N的计算误差中，相对通信路径S/N的误比特率的变化。在图5中，横轴表示在内符合APP电路的输入中的S/N(单位dB)，纵轴表示误比特率。另外，×标志表示没有计算误差时的模拟结果，三角形、正方形以及菱形分别表示误差4dB、5dB以及6dB时的模拟结果。进而，白色标志表示比实际过大地计算了S/N的情况，黑色标志表示比实际过小地计算S/N的情况。从图5也可以知道在通信路径的计算误差是+-约4dB的情况下，在误比特率中几乎没有变化。另外，计算误差越大，误码率越大。
以下，用图6以及图7说明相对反复次数的误比特率的变化。模拟条件如下。
·块长4096·编码率8/9
·均衡方式PR4·RSC编码器(7，5)oct·预编码器(5，1)oct·改进S-随机交织·Du＝2.5另外，误码率用以下的(10)式定义。
BER＝(出错比特数)/(译码块数×4096) …(10)图6展示在上述模拟条件下，在对内符合APP电路的输入中重叠AWGN改变反复次数用反复译码法译码的情况，和用最佳译码法译码时的误比特率的比较。在图6中，横轴表示在对内符合APP电路的输入中的S/N(单位dB)，纵轴表示误比特率。另外，菱形表示未反复的情况下(和最佳译码法同等)的模拟结果，正方形、×表记、三角形以及圆表记分别表示把反复次数设置为1次、2次、5次以及20次进行反复译码法时的模拟结果。
如图6所示知道，不管反复次数如何，反复译码法一方比最佳译码法误比特率都少。例如，如果采用图6，则因为误比特率为10-6，所以当以反复次数1次用反复译码法译码的情况下，与用最佳译码法译码的情况相比，通信路径S/N约改善2dB。
另外，在反复译码法中，反复次数越多通信路径S/N越得到改善。例如，如果采用图6，则与用最佳译码法译码的情况相比，当在反复次数为1次用反复译码法译码的情况下，因为误比特率为10-6，所以相对通信路径S/N被改善约2dB，当在反复次数为5次用反复译码法译码的情况下，通信路径S/N被改善约5.3dB。但是，随着反复次数增加，误比特率被降低的程度减少，如果反复次数达到5次左右，则反复次数也增加超过5次，误比特率也不会降低太多。例如，如果采用图6，则比较在反复次数5次用反复译码法译码时的结果，和在反复次数20次下用反复译码法译码时的结果，误比特率不太变化。
图7表示在内符合APP电路中输入有色噪音改变反复次数用反复译码法译码的情况，和用最佳译码法译码的情况的误比特率的比较。图7的横轴和纵轴和图6一样，分别表示对内符合APP电路的输入中的S/N(单位dB)，以及误比特率。图7也和图6一样表示反复译码法一方比用最佳译码法还优异的误比特率，另外，知道反复次数越增加反复译码法的误比特率越得到改善，但不能看到反复次数达到某种程度以上的误比特率的改善效果。
如图6以及图7所示，如果反复次数少，则误比特率变差。但是，当误码率差的情况下，与误码率好的情况相比用于计算误码率所需要的时间短。因而，在上述2种方法的哪个中确定最佳σ值时，都可以把反复次数设定为比译码时还少的次数计算误码率。由此，可以进一步缩短为了确定最佳σ值所需要的时间。
以下，说明被设定在记录再生装置10的记录电路15中的最佳记录补偿值的确定顺序。如图5所示，如果通信路径S/N的计算误差多，则误码率变差。因而，如上所述在确定最佳σ值后，通过把σ值设定为最佳σ值以外的其他的σ值，可以使误码率恶化。而后，在使误码率恶化的状态下，一边用记录补偿值设定电路14改变记录补偿值，一边用误码率计算电路29计算在各记录补偿值中的误码率。记录补偿值设定电路14把给予最佳的误码率的记录补偿值作为最佳记录补偿值设定，设定在记录电路15中。
当误码率恶化的情况下，与误码率好的情况相比因为用于计算误码率所需要的时间短，所以在设置成通过把σ值从最佳σ值改变为另一σ值得到差的误码率的状态后，可以一边改变记录补偿值一边计算误码率，可以缩短为了确定最佳记录补偿值所需要的时间。另外，如上所述，可以通过减少反复次数使误码率差。用这种方法也可以缩短用于确定最佳记录补偿值所需要的时间。进而，通过进行把σ值从最佳σ值改变为其他σ值，和减少反复次数两方处理后，可以确定最佳记录补偿值。这种情况下，可以缩短为了确定最佳记录补偿值所需要的时间。
以下，说明设定在记录再生装置10的PR均衡器20中的最佳均衡器系数的确定顺序。该顺序和上述的最佳记录补偿值的确定顺序大致相同。即，通过把σ值从最佳σ值改变为其他σ值，以及/或者通过减少反复次数，在设置成可以得到差的误码率的状态后，改变均衡器系数，计算在各均衡器系数中的误码率。而后，把给予最佳误码率时的均衡器系数作为最佳均衡器系数确定。由此，可以缩短为了确定最佳均衡器系数所需要的时间。
接着，说明记录再生装置10的记录系统的设定，根据环境温度通信路径S/N变化。因此，需要根据环境温度最佳化设定在内符合APP电路22中的σ值。
因而，改变环境温度，如上述那样确定在各环境温度中的最佳σ值。接着，制成与环境温度对应地存储最佳σ值的表，把该表记录在记录介质17或者被配备在记录再生装置10中的存储器等的记录装置(未图示)中。在再生被记录在记录介质17中的数据时，未图示的温度检测器检测环境温度，用σ设定电路21从记录介质17或者被记录在记录装置中的表中读出与该环境温度对应的最佳σ值，把该最佳σ值设定在内符合APP电路22中。由此，可以与环境温度对应地把最佳σ值设定在内符合APP电路22中。
进而，确定作为成为基准的环境温度的基准温度，制成与环境温度对应地存储在基准温度中的最佳σ值和在该环境温度中的最佳σ值的差值的表，可以把该表记录在记录介质17或者记录装置中。
以上，说明了本发明的实施方式，但本发明并不限于上述的实施方式以及变形例子，可以有其他各种变更。
例如，在上述中说明了在记录再生装置10中采用SCCC的情况，但也可以是在其他的装置中采用其他符合的情况。作为其他的装置，例如，可以列举手机、广播用发送机以及接收机等。进而，作为其他的符合，可以列举PCCC、低密度奇偶校验符合等。进而，当装置是手机或者广播用发送机·接收机的情况下，不需要记录电路15、记录补偿值设定电路14、记录头16、再生头18、PR均衡器20以及均衡器系数设定电路19。代之，手机或者广播用发送机·接收机具备信号发送机、天线等。
另外，例如，也可以把由被装入到记录再生装置10的处理器执行由上述σ设定电路21、均衡器系数设定电路19以及记录补偿值设定电路14、反复次数设定电路27等实现的处理的程序(固件)存储在存储器(记录介质)中。
如以上详细说明的那样，如果采用本发明的译码装置、译码电路，以及译码方法，则不计算通信路径S/N或者σ值，而是通过改变通信路径S/N或者σ值，计算在各通信路径S/N或者σ值中的误码率，根据该误码率确定需要在译码时使用的最佳的通信路径S/N或者最佳σ值，可以迅速取得最佳的通信路径S/N或者σ值。
另外，在通过把σ值或者反复次数设定为不是最佳值的另一值使误码率恶化的状态下，通过改变记录再生参数，计算在各记录再生参数中的误码率，根据该误码率确定最佳的记录再生参数等，可以迅速取得记录再生参数等。
如以上详细说明的那样，本发明的译码装置、译码电路以及译码方法可以在被记录在硬盘等的记录介质中的数据的再生装置中采用，或者在发送接收编码数据的装置，例如手机以及发送用接收机等的装置中采用。
权利要求
1.一种译码方法，在将被编码的数据的内符合译码后将外符合译码，把译码外符合后的结果作为上述内符合的事前信息在译码上述内符合时使用，由此译码上述数据，其特征在于包含可以改变在译码上述内符合时用于计算通信路径值所需要的数值，计算在各数值中的误码率，根据上述误码率，确定在译码上述内符合时应该使用的最佳数值。
2.权利要求1所述的译码方法，其特征在于上述数值是在通信路径中的信号对噪音比或者上述信号对噪音比的倒数的平方。
3.权利要求1所述的译码方法，其特征在于上述最佳数值是被计算出的上述误码率是最佳时的上述数值。
4.权利要求1所述的译码方法，其特征在于上述最佳数值是可以得到预定的误码率的上述数值的最大值和最小值的平均值。
5.权利要求1至4的任意项所述的译码方法，其特征在于，还包括在计算上述误码率时可以改变在译码时使用的反复次数。
6.权利要求5所述的译码方法，其特征在于在计算上述误码率时的反复次数不足在上述译码时使用的反复次数。
7.权利要求1所述的译码方法，其特征在于，还包括可以改变在把数据记录在记录介质上时使用的记录补偿值，使用上述最佳数值以外的数值计算在各记录补偿值中的误码率，把上述误码率为最佳的上述记录补偿值确定为最佳记录补偿值。
8.权利要求7所述的译码方法，其特征在于，还包括在确定把数据记录在记录介质上时使用的记录补偿值时，可以改变在译码时使用的反复次数。
9.权利要求1所述的译码方法，其特征在于，还包括可以改变在均衡从记录介质再生的数据时使用的均衡器系数，使用上述最佳数值以外的数值计算在各均衡器系数中的误码率，把上述误码率为最佳的上述均衡器系数确定为最佳均衡器系数。
10.权利要求9所述的译码方法，其特征在于，还包括在确定在均衡从记录介质再生的数据时使用的均衡器系数时，可以改变在译码时使用的反复次数。
11.权利要求1所述的译码方法，其特征在于，还包括把上述最佳数值记录在记录装置中，在译码时从上述记录装置读出上述最佳数值。
12.权利要求11所述的译码方法，其特征在于在上述记录装置中与环境温度对应地记录上述最佳数值。
13.权利要求11所述的译码方法，其特征在于，还包括在上述记录装置中记录作为成为基准的环境温度的基准温度中的上述最佳数值、以及在上述基准温度中的上述最佳数值和在各环境温度中的上述最佳数值的差分值。
14.权利要求1所述的译码方法，其特征在于，还包括把上述最佳数值和其他数据一同记录在记录介质中，在再生上述其他数据时，从上述记录介质中读出上述数值。
15.一种译码电路，是将被编码的数据进行译码的译码电路，其特征在于具备，译码上述数据的内符合的内符合译码电路；译码上述数据的外符合，把译码结果作为上述内符合的事前信息输入上述内符合译码装置中的外符合译码电路；计算误码率的误码率计算电路；设定在上述内符合译码装置中为了计算通信路径值所需要的数值的数值设定电路，上述误码率计算电路计算由上述数值设定电路可变的各数值中的误码率，上述数值设定电路根据被计算出的上述误码率确定应该设定在上述内符合译码电路中的最佳数值。
16.一种译码装置，是将被编码的数据进行译码的译码装置，其特征在于具备，译码上述数据的内符合的内符合译码装置；译码上述数据的外符合，把译码结果作为上述内符合的事前信息输入上述内符合译码装置中的外符合译码装置；计算误码率的误码率计算装置；设定在上述内符合译码装置中为了计算通信值所需要的数值的数值设定装置，上述误码率计算装置计算由上述数值设定装置可变的各数值中的误码率，上述数值设定装置根据被计算出的上述误码率，确定应该设定在上述内符合译码装置中的最佳数值。
17.一种再生装置，其特征在于具备，从记录介质中再生被编码的数据的再生装置；用反复译码法译码上述数据的译码装置；在上述译码装置中设定用于计算通信路径值所需要的数值的数值设定装置；计算误码率的误码率计算装置，上述误码率计算装置计算由上述数值设定装置可变的各数值中的误码率，上述数值设定装置根据被计算出的上述误码率，确定应该设定在上述译码装置中的最佳数值。
18.一种程序，使处理器进行以下控制，即，在将被编码的数据的内符合译码后将外符合译码，把译码外符合的结果作为上述内符合的事前信息在译码上述内符合时使用，由此译码上述数据，其特征在于包含，可以改变在译码上述内符合时为了计算通信路径值所需要的数值，根据在各数值中的误码率，确定在译码上述内符合时应该使用的最佳数值。
19.一种记录介质，记录有使处理器进行以下控制的程序，即，在将被编码的数据的内符合译码后将外符合译码，把译码外符合的结果作为上述内符合的事前信息在译码上述内符合时使用，由此译码上述数据，其特征在于，记录使上述处理器进行包含以下处理的控制的程序可以改变在译码上述内符合时为了计算通信路径值所需要的数值，根据在各数值中的误码率，确定在译码上述内符合时应该使用的最佳数值。
全文摘要
在具备从记录介质再生被编码的数据的再生头(18)；译码被编码的数据的内代码的内代码APP电路(22)；译码外代码，把结果作为内代码的事前信息输出到内代码APP电路(22)的外代码APP电路(23)的再生装置中，进一步具备在内代码APP电路(22)中设定σ值的σ设定电路(21)以及计算误码率的误码率计算电路(29)。σ设定电路(21)可以改变σ值，误码率计算电路(29)计算在各个σ值中的误码率，σ设定电路(21)根据计算出的误码率，把得到良好的误码率的σ值作为最佳σ值确定，把σ值设定在内代码APP电路(22)中。
文档编号G06F11/10GK1672331SQ03818518
公开日2005年9月21日 申请日期2003年8月28日 优先权日2002年8月30日
发明者上野博秋 申请人:富士通株式会社