一种触摸屏及移动终端的制作方法

本发明实施例涉及触控技术领域，特别涉及一种触摸屏及移动终端。

背景技术：

随着智能手机的发展，越来越多的电子产品使用触控按键。对于触控按键，一般采用自电容技术，即电容自身的寄生值。当人手触摸时，相当于引入额外电容极板，对电容大小产生影响，所以如果能准确检测出电容值，则可以判断出触摸信号。

然而，发明人发现现有技术中至少存在如下问题：现有的检测电路通常为开关加电容结构的检测电路，但若按键电容过大，则检测电路内部的电容值也需要很大，从而增加了触摸屏检测电路的面积和成本；且由于现有的在一个周期内会先实现存储电荷然后实现转移电荷，在一个周期内仅能够完成一次电荷转移，使得电路采样频率不高，检测电路的抗干扰能力较弱。

技术实现要素：

本发明实施方式的目的在于提供一种触摸屏及移动终端，降低了触摸屏检测电路的面积和成本，且提高了采样效率，从而提高检测电路的抗干扰能力。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种触摸屏，包括：自电容屏、检测电路、驱动电路以及控制电路；触摸屏包括多个自电容，检测电路包括多个检测单元，每个自电容连接一检测单元；每个检测单元包括：电压电流转换模块、混频模块以及滤波采样模块；电压电流转换模块的第一输入端连接自电容，电压电流转换模块的第二输入端连接驱动电路，电压电流转换模块的输出端连接混频模块；驱动电路用于产生激励信号给电压电流转换模块；电压电流转换模块用于在激励信号的激励下对自电容产生的电荷进行采样，并将采样的电荷转换为电流信号；混频模块用于接收电流信号，并将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号；与混频模块相连的滤波采样模块，用于接收混合信号，将混合信号转换为数字信号，并滤除数字信号中的倍频信号；控制电路根据经过滤波后的数字信号得到自电容的电容值数据。

本发明的实施方式还提供了一种移动终端，包括上述触摸屏。

本发明实施方式相对于现有技术而言，提供了一种触摸屏，触摸屏的检测单元包括电压电流转换模块、混频模块以及滤波采样模块，电压电流转换模块的一输入端连接自电容，另一输入端连接驱动电路，电压电流转换模块在驱动电路产生的激励信号激励下对自电容产生的电荷进行采样，将自电容产生的电荷转换为电流信号，通过检测电流信号来得到自电容值的变化数据，而无需在检测单元内部无配置大电容来存储电荷，由于节省了大电容，减少检测电路的部件以及占用面积，进而降低触摸屏的面积和制造成本；且本发明实施方式中直接将电荷转换为电流信号，不受现有触控技术中，电容充、放电需要占用一个采样周期的限制，从而在一个采样周期内完成多次电流采样，采样频率较高，从而提高了整个检测电路的抗干扰能力。

另外，驱动电路用于产生正弦波信号以作为激励信号给电压电流转换模块。该方案中采用正弦波来作为激励信号，降低采用方波信号对周围电子器件的电磁干扰。

另外，每个检测单元还包括：运算器；运算器的同相输入端连接至电压电流转换模块的输出端，运算器的反相输入端连接任意一其他检测单元的电压电流转换模块的输出端，运算器的输出端连接混频模块；运算器用于将电压电流转换模块的电流信号与任意一其他检测单元的电压电流转换模块的电流信号做减法运算得到差值信号，再将差值信号传送至检测单元的混频模块；混频模块具体用于将差值信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号。该方案中通过在将电流信号送入混频模块之前先与任意一其他电压电流转换模块的电流信号做减法运算，降低了输入到滤波采样模块的信号幅度，从而提高动态范围；且在两个检测单元的采样的自电容受到同样的干扰时，差分后干扰将抵消，提高了对共模噪声的抗干扰能力，进一步提高了检测电路、甚至触摸屏的抗干扰能力。

另外，滤波采样模块具体包括：与混频模块的输出端连接的sigmadelta调制器以及与sigmadelta调制器的输出端连接的数字滤波器，数字滤波器连接控制电路；sigmadelta调制器用于将混频模块输出的混合信号转换为数字信号；数字滤波器用于对转换后的数字信号进行滤波，并将滤波后的数字信号传输至控制电路。

另外，电压电流转换模块包括：一个跨导放大器、两个偏置电路、第一pmos管、第二pmos管、第一nmos管和第二nmos管；跨导放大器的同相输入端连接自电容，跨导放大器的反相输入端连接驱动电路；一偏置电路的负极连接跨导放大器的输出端，一偏置电路的正极连接第一pmos管的栅极；第一pmos管的源极连接供电电压，第一pmos管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端；第二偏置电路的正极连接跨导放大器的输出端，第二偏置电路的负极连接第一nmos管的栅极；第一nmos管的漏极反馈连接至跨导放大器的同相输入端，一nmos管的源极接地；第二pmos管的栅极连接第一pmos管的栅极，第二pmos管的源极连接供电电压，第二pmos管的漏极相连并连接至混频模块；第二nmos管的栅极连接第一nmos管的栅极，第二nmos管的漏极连接至混频模块，第二nmos管的源极接地。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1是根据本发明第一实施方式的现有技术中的检测单元的结构示意图；

图2是根据本发明第一实施方式的触摸屏的检测单元的结构示意图；

图3是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的差分结构示意图；

图4是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的电压电流转换模块的一种结构示意图；

图5是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的电压电流转换模块的另一种结构示意图；

图6是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的混频模块结构示意图；

图7是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的滤波采样模块结构示意图；

图8是根据本发明第二实施方式的触摸屏的检测单元的具体结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。

本发明的第一实施方式涉及一种触摸屏，本实施方式的核心在于，提供了一种触摸屏，包括：自电容屏、检测电路、驱动电路以及控制电路；触摸屏包括多个自电容，检测电路包括多个检测单元，每个自电容连接一检测单元；每个检测单元包括：电压电流转换模块、混频模块以及滤波采样模块；电压电流转换模块的第一输入端连接自电容，电压电流转换模块的第二输入端连接驱动电路，电压电流转换模块的输出端连接混频模块；驱动电路用于产生激励信号给电压电流转换模块；电压电流转换模块用于在激励信号的激励下对自电容产生的电荷进行采样，并将采样的电荷转换为电流信号；混频模块用于接收电流信号，并将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号；与混频模块相连的滤波采样模块，用于接收混合信号，将混合信号转换为数字信号，并滤除数字信号中的倍频信号；控制电路根据经过滤波后的数字信号得到自电容的电容值数据。通过检测电流信号来得到自电容值的变化数据，而无需在检测单元内部无配置大电容来存储电荷，由于节省了大电容，减少检测电路的部件以及占用面积，进而降低触摸屏的面积和制造成本；且本发明实施方式中直接将电荷转换为电流信号，不受现有触控技术中，电容充、放电需要占用一个采样周期的限制，从而在一个采样周期内完成多次电流采样，采样频率较高，从而提高了整个检测电路的抗干扰能力。

下面对本实施方式的触摸屏的实现细节进行具体的说明，以下内容仅为方便理解提供的实现细节，并非实施本方案的必须。

现有技术中触摸屏中常规的检测单元的具体结构示意图如图1所示，其中cs为待测电容，在时钟信号clk1为高电平时，开关sw1闭合；时钟信号clk2为低电平，开关sw2断开。此时，激励信号vref给待测电容充电，充电完毕后，待测电容cs上存储的电荷总量为vref*cs；在时钟信号clk1为高电平时，开关sw1断开；时钟信号clk2为高电平，开关sw2闭合。此时，待测电容cs上的电荷量全部转移至电容cf，根据电荷守恒定律，运放amp的输出端vout的电压增量为：

δvout＝vref*cs/cf(1)

根据上述公式(1)可以得知，我们可以根据检测电路的电压值的变化来判断待测电容cs的大小。当有手指触摸时，待测电容cs的值增大，电压增量增大，adc采样模块检测出触摸信号。

上述常规的检测单元的结构中，在按键电容过大时，检测电路内部的电容cf也需要很大，否则电压增量δvout过大会超出运放的正常工作电压范围，但过大的电容cf会加大检测芯片的面积很成本，从而增加触摸屏的面积和成本。且在一个时钟周期内仅完成一次电荷转移，采样频率不高，检测电路的抗干扰能力较弱。

本实施方式中提出来一种新的触摸屏，该触摸屏包括：自电容屏、检测电路、驱动电路以及控制电路；触摸屏包括多个自电容，检测电路包括多个检测单元，每个自电容连接一检测单元。如图2所示，本实施方式中的每个检测单元包括：电压电流转换模块conveyer、混频模块mixer以及滤波采样模块filter&adc；电压电流转换模块conveyer的第一输入端连接待测电容cs，电压电流转换模块conveyer的第二输入端连接驱动电路(图中未示出)，电压电流转换模块conveyer的输出端连接混频模块mixer；驱动电路用于产生激励信号vdrive给电压电流转换模块conveyer；电压电流转换模块conveyer用于在激励信号vdrive的激励下对自电容产生的电荷进行采样，并将采样的电荷转换为电流信号；混频模块mixer用于接收电流信号，并将电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号；与混频模块mixer相连的滤波采样模块filter&adc，用于接收混合信号，将混合信号转换为数字信号，并滤除数字信号中的倍频信号；控制电路(图中未示出)根据经过滤波后的数字信号得到自电容的电容值数据。

本实施方式中驱动电路产生的激励信号作用于检测单元的电压电流转换模块conveyer，而不是直接施加于待测电容cs上，电压电流转换模块conveyer将会在待测电容cs的一端产生同样的电压波形，对应的作用于待测电容的电荷将会被转换为电流，电流信号的大小包含电容信息，通过检测电流信号来得到自电容值数据。因此，本实施方式中检测单元内部无需大电容来存储电荷，降低了检测电路、甚至触摸屏的面积和成本；且将电荷转换为电流信号，在一个采样周期内可以完成多次采样，采样频率较高，从而提高了整个检测电路的抗干扰能力。

进一步的，驱动电路用于产生正弦波信号以作为激励信号给电压电流转换模块。

具体地说，由于图1的触摸屏的检测单元的常规结构示意图中必须由方波信号来控制开关sw1和sw2的闭合和关断，而方波信号频谱丰富，导致检测单元周围的电子器件受到的电磁干扰较大。而本实施方式中中仅采用正弦波信号来作为激励信号给电压电流转换模块conveyer，避免了使用方波信号对周围电路带来的电磁干扰。但本领域技术人员可以理解，在实际应用中驱动电路产生的激励信号也可以为方波、三角波等波形，均在本实施方式的保护范围之内。

与现有技术相比，本发明实施方式提供了一种触摸屏，触摸屏的检测单元包括电压电流转换模块、混频模块以及滤波采样模块，电压电流转换模块的一输入端连接自电容，另一输入端连接驱动电路，电压电流转换模块在驱动电路产生的激励信号激励下对自电容产生的电荷进行采样，将自电容产生的电荷转换为电流信号，通过检测电流信号来得到自电容值的变化数据，而无需在检测单元内部无配置大电容来存储电荷，由于节省了大电容，减少检测电路的部件以及占用面积，进而降低触摸屏的面积和制造成本；且本发明实施方式中直接将电荷转换为电流信号，不受现有触控技术中，电容充、放电需要占用一个采样周期的限制，从而在一个采样周期内完成多次电流采样，采样频率较高，从而提高了整个检测电路的抗干扰能力。

本发明的第二实施方式涉及一种触摸屏。第二实施方式是对第一实施方式的改进，主要改进之处在于，提供了一种触摸屏中检测单元的差分实现方式，本方案中通过在将电流信号送入混频模块之前先与任意一其他电压电流转换模块的电流信号做减法运算，降低了输入到滤波采样模块的信号幅度，从而提高动态范围；且在两个检测单元的采样的自电容受到同样的干扰时，差分后干扰将抵消，提高了对共模噪声的抗干扰能力，进一步提高了检测电路、甚至触摸屏的抗干扰能力。

本实施方式中的触摸屏中检测单元的差分实现的结构示意图如图2所示：每个检测单元还包括：运算器。运算器的同相输入端连接至电压电流转换模块conveyer的输出端，运算器的反相输入端连接任意一其他检测单元的电压电流转换模块conveyer的输出端，运算器的输出端连接混频模块mixer；运算器用于将电压电流转换模块conveyer的电流信号与任意一其他检测单元的电压电流转换模块conveyer的电流信号做减法运算得到差值信号，再将差值信号传送至检测单元的混频模块mixer；混频模块mixer具体用于将差值信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号。本实施方式中通过在将电流信号送入混频模块mixer之前先与任意一其他电压电流转换模块conveyer的电流信号做减法运算，降低了输入到滤波采样模块filter&adc的信号幅度，从而提高动态范围；且在两个检测单元的采样的自电容受到同样的干扰时，差分后干扰将抵消，提高了对共模噪声的抗干扰能力，进一步提高了检测电路的抗干扰能力，从而提高触摸屏的抗干扰能力。本领域技术人员容易理解，减法运算在混频模块之后进行亦可实现同样的功能。

本实施方式的检测单元的差分结构示意图中除混频模块之前的连接关系与第二实施方式的连接示意图不同外，其余连接关系均相同，在此不进行赘述。

进一步的，每个检测单元还包括：反相器；反相器的输入端连接电压电流转换模块的输出端，反相器的输出端连接混频模块；反相器用于将电压电流转换模块的电流信号进行反向；混频模块具体用于将经过反向的电流信号与电压电流转换模块的电流信号混频得到包含直流信号和倍频信号的混合信号。

进一步地，电压电流转换模块的一种结构示意图如图4所示，包括：一个跨导放大器a1、两个偏置电路、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第一nmos管mn1和第二nmos管mn1。

跨导放大器a1的同相输入端连接待测电容cs，跨导放大器a1的反相输入端连接驱动电路；

一偏置电路的负极连接跨导放大器a1的输出端，一偏置电路的正极连接mp1的栅极；

mp1的源极连接供电电压，mp1的漏极反馈连接至跨导放大器a1的同相输入端；

另一偏置电路的正极连接跨导放大器a1的输出端，另一偏置电路的负极连接mn1的栅极；

mn1的漏极反馈连接至跨导放大器a1的同相输入端，mn1的源极接地；

mp2的栅极连接mp1的栅极，mp2的源极连接供电电压，mp2的漏极连接至混频模块；

mn2的栅极连接mn1的栅极，mn2的源极接地，mn2的漏极连接至混频模块。

进一步地，电压电流转换模块的另一种结构示意图如图5所示，包括：一个跨导放大器a1；第一偏置电路、第二偏置电路、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5；第一nmos管mn1、第二nmos管mn1、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5。

跨导放大器a1的同相输入端连接待测电容cs，跨导放大器a1的反相输入端连接驱动电路，跨导放大器a1的输出级连接第一偏置电路的正极和第二偏置电路的负极，第一偏置电路的负极连接mp1的栅极；第二偏置电路的正极连接mn3的栅极。

mp1的源极与连接至供电电压vcc，mp1的漏极连接mn1的栅极和漏极；mn1的源极与mp4的源极相连；mp4的栅极和漏极相互连接并连接mn3的漏极，mn3的源极接地；

mp2的源极连接至供电电压vcc，mp2的栅极和漏极相互连接并连接mn2的漏极；mn2的栅极连接mn1的栅极，mn2的源极和mp5的源极连接；mp5的栅极连接mp4的栅极，mp5的漏极与mn4的栅极和漏极连接；mn4的源极接地。

mp3的源极连接至供电电压vcc，mp3的栅极连接mp2的栅极，mp3的漏极连接至混频模块；

mn5的源极接地，mn5的栅极连接mn4的栅极，mn5的漏极连接至混频模块。

电压电流转换模块的原理如下：vdrive表示驱动电路产生的正弦波，a1代表一个一级跨导放大器，一级跨导器为电路中的基本模块，在此并未具体画出，但并不影响对本专利创新点的描述。a1与mp1、mp2、mp4、mp5、mn1、mn2、mn3、mn4构成一个二级运放结构，通过虚短概念我们知道vfb将始终跟随vdrive，运放的输入端作为高阻并不会吸收和产生任何电流，交流vfb通过cs产生的电流i(s)为：

i(s)＝vdrive(s)*s*cs

式中，s代表拉普拉斯算子。

其中，电流i(s)全部由运放的输出级mp2和mn4提供。根据电路中常规的镜像技术，mp3按比例复制mp2的电流，mn5按比例复制mn4的电流，mn5与mp3的电流和isns即是i(s)的比例复制。这样电压电流转换模块完成了vdrive值与待测电容cs的乘积的转换，转变成对应电流值，方便后续混频模块的处理。

进一步地，混频模块的结构示意图如图6所示，混频模块包括第一输入端inp、第二输入端inn、第一输出端outp和第二输出端outn；所述混频模块包括：第一开关sw1、第二开关sw2、第三开关sw3和第四开关sw4。

第一开关sw1的一端连接混频模块的第一输入端inp，第一开关sw1的另一端连接混频模块的第一输出端outp；

第二开关sw2的一端连接混频模块的第一输入端inp，第二开关sw2的另一端连接混频模块的第二输出端outn；

第三开关sw3的一端连接混频模块的第二输入端inn，第三开关sw3的另一端连接混频模块的第一输出端outp；

第四开关sw4的一端连接混频模块的第二输入端inn，第四开关sw4的另一端连接混频模块的第二输出端outn。

在混频模块输入的时钟信号为第一电平时，第二开关sw2和第三开关sw3断开，第一开关sw1和第四开关sw4闭合。

本领域技术人员可以理解，可设定混频时钟信号mixerclk为高电平时，开关sw1和sw4闭合，开关sw2和sw3断开；当mixerclk为低电平时，开关sw2和sw3闭合，开关sw1和sw4断开；也可设定时钟信号mixerclk为低电平时，开关sw1和sw4闭合，开关sw2和sw3断开；当mixerclk为高电平时，开关sw2和sw3闭合，开关sw1和sw4断开。

本实施方式中的混频模块相比于普通的模拟乘法器来说结构简单、低功耗、小面积。

进一步地，滤波采样模块的结构示意图如图7所示，包括与混频模块的输出端连接的sigmadelta调制器以及与sigmadelta调制器的输出端连接的数字滤波器(digitalfilter)，数字滤波器连接解调电路；

sigmadelta调制器用于将混频模块输出的混合模拟信号转换为单通道数字信号；数字滤波器用于对转换后的单通道数字信号进行滤波，并将滤波后的单通道数字信号传输至解调电路。

sigmadelta调制器具体为二阶连续态sigmadelta调制器，具体由两个跨导放大器a1、a2、两个数/模转换器dac1和dac2、一个比较器comp组成。

混频模块的一输出端连接a1的同相输入端，混频模块的另一输出端连接a1的反相输入端。

a1的同相输出级通过一电阻连接a2的反相输入端，a1的反相输出级通过一电阻连接a2的同相输入端；a2的同相输出级连接comp的同相输入端，a2的反相输出级连接comp的反相输入端；comp的输出级连接数字滤波器。

其中，a1和a2的同相输入端和同相输出级之间分别连接一电容，a1和a2的反相输入端和反相输出级之间也分别连接一电容。dac1的输入端分别连接a1的输入端，dac1的输出端连接至数字滤波器；dac2的输入端分别连接a2的输入端，dac2的输出端连接至数字滤波器。

本领域技术人员很容易理解，连续态sigmadelta调制器具备多种实现方式，可以为一阶、二阶或多阶，均应在本实施方式的保护范围之内。

综上所述，本实施方式的触摸屏的检测单元的具体结构示意图如图8所示。

与现有技术相比，本发明实施方式中，提供了一种触摸屏中检测电路差分实现方式，通过在将电流信号送入混频模块mixer之前先与任意一其他电压电流转换模块conveyer的电流信号做减法运算，降低了输入到滤波采样模块filter&adc的信号幅度，从而提高动态范围；且在两个检测单元的采样的自电容受到同样的干扰时，差分后干扰将抵消，提高了对共模噪声的抗干扰能力，进一步提高了检测电路的抗干扰能力，从而提高触摸屏的抗干扰能力。本领域技术人员容易理解，减法运算在混频模块之后进行亦可实现同样的功能。。

本发明的第三实施方式还提供了一种移动终端，包括上述任一实施方式的触摸屏。

本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。