专利名称：可变谐振器的制作方法
技术领域：
本发明涉及例如装载在无线通信装置上的使用了用于构成滤波器的线路的可变谐振器，特别是涉及可变频率范围广且损耗小的可变谐振器。
背景技术：
在使用高频信号的无线通信领域中，通过从大量的信号中取出特定频率的信号来区分需要的信号与不需要的信号。实现该功能的电路通常被称为滤波器，其被装载在很多的无线通信装置中。作为构成滤波器的谐振器所采用的线路结构，需要其谐振频率波长的四分之一波长或二分之一波长左右的线路长度。此外，这些谐振器主要是把作为其设计参数的中心频率及带宽固定。在无线通信装置使用两个频带的情况下，例如要在装置内准备两个中心频率及带宽不同的谐振器，并经由开关切换使用其一个谐振器的情况和把两个谐振器串联连接而使用的情况，这在申请的发明者们的专利文献1中被公开。
如图22所示，专利文献1中所公开的可变谐振器，是在电介质基板220的表面配置成经由开关224把第一谐振器222和第二谐振器223串联连接。
第一谐振器222是在长度L1的第一线路225两侧把与第一线路225的线路宽度相同宽度W而长度Δh的第二线路226a、226b、227a、227b、228a、228b、229a、2279沿第一线路225以等间隔ΔL排列连接。
第一线路225的一端向第二线路226a、226b的相反侧延长长度L3，并连接在与其延长方向成直角方向延长的高频信号输入输出用线路221上。
在与第一线路225的输入输出用线路221相反侧的延长线上经由开关224而形成有第二谐振器223的第一线路270，第一线路270的线路长度是L2，第一线路270的与开关224相反侧的端部接地。第二谐振器223的第一线路270也在其两侧等间隔地排列连接着四个第二线路230a、230b～233a、233b。
在第一谐振器222和第二谐振器223的邻接的第二线路自由端部(遊端部)彼此之间设置有线路短路开关250a、250b～255a、255b。例如在第一谐振器222的第二线路226a与227a的自由端部之间配置了线路短路开关250a，而在第二线路226b与227b的自由端部之间配置了线路短路开关250b。即，以第一线路255为中心对称地配置了六个线路短路开关250a、250b～252a、252b。
第二谐振器223也同样，在第二线路的自由端部之间配置了六个线路短路开关253a、253b～255a、255b。线路短路开关250a、250b～255a、255b利用高频电流沿导体表面流动的性质(集肤效应，详细情况后述)来改变谐振器的有效的线路长度(电流路径长度，以下只称为路径长度)，当第二线路226a与227a之间设置的线路短路开关250a被导通时，则缩短了2Δh的长度。此外，图中虽未表示，但电介质基板220的至少形成了输入输出用线路221和第一、第二谐振器222、223的区域的背面整个面上形成了接地导体，形成微波传输带线路。
对第一谐振器222的谐振频率的可变方法进行说明。为了把第一谐振器222的谐振频率变得最低，则要把线路短路开关250a、250b～252a、252b全部变成非导通(断开)。在从该状态想稍微提高谐振频率时，则要把线路短路开关组250a、250b～252a、252b中的一组导通(接通)。于是，由于相对于把线路短路开关250a、250b～252a、252b全部设为非导通状态时的线路长度，能够把线路长度缩短2Δh的长度，所以能够提高相应部分的谐振频率。
相反，在想从第一谐振器222的最低谐振频率将可变谐振器的谐振频率进一步降低时，则要使开关224导通而把第二谐振器223串联连接在第一谐振器222上。这样，由于能够与第一谐振器222单独的情况相比延长线路长度，所以能够降低谐振频率。
专利文献1特开2005-253059(图7)然而，在上述现有技术中存在如下的问题，即，在使谐振频率比第一谐振器222的谐振频率低时，为了经由开关224把谐振器彼此进行连接，使开关224的电阻被串联地插入，因此作为谐振器增加了损耗。主要是为了扩大谐振器的可变频率范围，而仅考虑了经由开关简单地向一个方向延长线路长度。这时的连接谐振器之间的开关的电阻就成为损耗增大的原因。
发明内容
本发明就是鉴于这点而开发的，其目的在于提供谐振频率的可变范围广且损耗小的可变谐振器。
在本发明中，第一谐振器的一端连接在形成于电介质基板上的输入输出线路上，上述第一谐振器的另一端接地，第二谐振器的一端连接在该第一谐振器与上述输入输出线路的连接点上，第二谐振器的另一端经由终端开关而接地。
在以上的本发明中，采用相对于输入输出线路把第一谐振器和第二谐振器并联连接的结构。在终端开关断开时，以把第一谐振器和第二谐振器的谐振线路之和的长度(电长度)作为四分之一波长的谐振频率进行谐振，在使终端开关接通时，以把其和长度的一半的长度作为四分之一波长的谐振频率进行谐振。由于使谐振频率可变的终端开关的电阻并联而产生效果，所以与现有技术相比能够减少开关电阻的影响，从而能够实现谐振频率的可变范围广且损耗小的可变谐振器。
图1A是使用本发明的微波传输带线路的可变谐振器的平面图；图1B是从图1A的1B-1B剖面线看的剖面图；图2A是用于说明本发明的可变谐振器与现有的可变谐振器的插入损耗的差的现有的可变谐振器的平面图；图2B是表示比较插入损耗的曲线的图；图3A是表示本发明的可变谐振器的终端开关断开时的频率特性的图；图3B是表示终端开关导通时的频率特性的图；图3C是表示把谐振频率整理在表中的图；图4A是表示本发明的可变谐振器终端开关在断开时的频率特性的图；图4B是表示终端开关在导通时的频率特性的图；图4C是表示把谐振频率整理在表中的图；图5A是表示本发明的可变谐振器终端开关在断开时的频率特性的图；图5B是表示终端开关在导通时的频率特性的图；图5C是表示把谐振频率整理在表中的图；图6A是表示把线路宽度均匀形成的第二谐振器的图；
图6B是表示图6A的频率特性的图；图6C是表示为了增加伴随终端开关7的接通/断开的谐振频率的组合的选择方式，而以阶跃阻抗谐振器结构构成第二谐振器的例子的图；图6D是表示图6C的频率特性的图；图7A是表示用共面线路构成本发明的可变谐振器的例子的平面图；图7B是从图7A的7B-7B剖面线看的剖面图；图8A是用于说明集肤效应而表示线路宽度均匀部分的电流密度分布的图；图8B是表示线路宽度变化部分的电流密度分布的图；图9A是表示利用集肤效应提高频率分辨率的本发明的可变谐振器的实施例的图；图9B是从图9A的9B-9B剖面线看的剖面图；图10是表示图9A所示可变谐振器的频率特性的图；图11是表示本发明的实施例2的图；图12A是表示本发明的实施例3的图；图12B是表示实施例3的变形例的图；图13是表示本发明的实施例4的图；图14是表示本发明的实施例5的图；图15A是表示本发明的实施例6的图；图15B是表示图15A中第一谐振器的变形例的图；图15C是表示图15A中第一谐振器的另一变形例的图；图15D是表示图15A中第一谐振器的另一变形例的图；图15E是表示图15A中第二谐振器的变形例的图；图15F是表示图15A中第二谐振器的另一变形例的图；图16是表示本发明的实施例7的图；图17A是表示本发明的可变谐振器的实施例8的立体图；图17B是表示在电介质基板171的一个面上形成的导电膜170的图形的图；图17C是表示图17B的相反侧的面的图；图17D是表示电介质基板172的与电介质基板171相反侧的面的图；图18A是表示在图17所示的可变谐振器上设置屏蔽用接地导体181和182的实施例外观的立体图；图18B是表示在电介质基板171一个面上形成的导电膜170的图形的图；图18C是表示图18B相反侧的面的图；图18D是表示电介质基板172的与电介质基板171相反侧的面的图；图18E是表示屏蔽用接地导体181的与电介质基板171相反侧的面的图；图18F是表示屏蔽用接地导体182的与电介质基板172相反侧的面的图；图18G是表示图18A的中央纵剖面的图；图19A是表示把4片电介质基板171、172、191、192重叠而作为可变谐振器来完成的状态的外观的立体图；图19B是表示在电介质基板171一个面上形成的导电膜170的图形的图；图19C是表示图19B的相反侧的面的图；图19D是表示电介质基板172的与导电膜170相反侧的面的图；图19E是表示电介质基板171的与电介质基板172相反侧的面的图；图19F是表示电介质基板192的与电介质基板172相反侧的面的图；图19G是表示图19A的中央纵剖面的图；图20是表示利用电场耦合把本发明的谐振器两级串联连接的应用例的图；图21是表示利用磁场耦合把本发明的谐振器两级串联连接的应用例的图；图22是表示现有的可变谐振器一例的图；具体实施方式
下面，参照
本发明的实施例。在以后的说明中对于相同部分附加相同的参照标记进行表示，不反复说明已经进行过说明的部分。
图1表示的是本发明的使用微波传输带线路的谐振器。图1A是平面图，图1B是从图1A的1B-1B剖面线看的剖面图。在背面通过接地导体1接地的电介质基板2的表面上形成输入输出线路3。从输入输出线路3的一端输入高频信号。在该例中，第一谐振器4的一端连接在输入输出线路3上，第一谐振器4向与输入输出线路3正交的方向上延长，第一谐振器4的另一端经由布线层间连接(以下称为通孔)5而利用导体与接地导体1连接而接地。第一谐振器4的特性阻抗是Z0。
在输入输出线路3与第一谐振器4的一端连接的部分上连接有第二谐振器6的一端，第二谐振器6相对于输入输出线路3向第一谐振器4的相反侧延长，第二谐振器6的另一端经由终端开关7和通孔(Viaホ一ル)8与接地导体1连接而接地。第二谐振器6的特性阻抗和线路长度与第一谐振器4相同。
终端开关7是理想的，即，导通时(接通)的电阻是零，而非导通时(断开)是无限大。当把第一谐振器4的导纳设定为Ya，把第二谐振器6的导纳设定为Yb时，由于当前两者的特性阻抗是Z0是相等的，所以终端开关7导通状态的Ya、Yb能够由下式(1)表示。
Ya＝Yb＝-jY0·cotβL(1)β是相位常数，β＝2π/λ，λ是波长，Y0＝1/Z0图1A所示的第一谐振器4和第二谐振器6的连接点P的合成导纳Y1能够式(2)表示。
Y1＝Ya+Yb＝-2jY0·cotβL (2)由于谐振时的合成导纳Y1是Y1＝0，所以满足它的β就成为式(3)。
β＝π/2L(3)由于这时的有效线路长度L是L＝λ/4，所以终端开关7导通状态时的谐振频率是四分之一波长，是L(L＝λ/4)的频率。其中的谐振频率意味着导纳＝0，即阻抗成为无限大的并联谐振频率。
在终端开关7非导通时，第一谐振器4的导纳Ya成为式(4)，第二谐振器6的导纳Yb成为式(5)。
Ya＝-jY0·cotβL (4)Yb＝jY0·tanβL (5)因此，连接点P的合成导纳Y2用式(6)表示。
Y2＝Ya+Yb＝jY0(tanβL-cotβL)(6)由于谐振时的合成导纳Y2是Y2＝0，所以满足它的β就成为式(7)。
β＝π/4L(7)此时，由于β＝2π/λ，所以2L＝λ/4。四分之一波长是2L的频率，即，在上述的终端开关7导通状态时的谐振频率的1/2倍的频率进行谐振。
如上所述，通过图1A、图1B所示的本发明的可变谐振器的终端开关7的接通、断开而能够使谐振频率变化两倍。根据本发明的可变谐振器，在终端开关7断开时，谐振频率由第一谐振器4与第二谐振器6的有效电长度(以下简称为电长度)的和来决定，在终端开关7接通时，则由将该电长度的和用2除的值的电长度决定谐振频率。这样，就能够使谐振频率变化大。
下面，使用图2说明作为本发明的特征的低损耗这一点。图2A表示用现有技术构成能够得到与图1A所示的本发明的可变谐振器相同谐振频率的可变谐振器的一例。
图2A所示的可变谐振器包括低频谐振器21，其把一端连接在输入输出线路20的大致中央部分上并向与输入输出线路20正交的方向上延长L1的长度，而另一端被接地；以及高频谐振器开关22，其从低频谐振器21的一端把比L1短的L2长度的部分接地。
高频谐振器开关22接通/断开的状态，与前面说明的图1A的终端开关7的接通/断开状态对应。即，为了使高频谐振器开关22接通时谐振器的线路长度变化成L1的一半的长度L2，频率也被设计成与图1A所示的可变谐振器相同。
在该前提下，把将本发明的可变谐振器与现有的可变谐振器的插入损耗进行比较的结果表示在图2B。图2B的横轴是终端开关7和高频谐振器开关22的电阻。纵轴是用dB表示插入损耗。黑圈表示本发明的可变谐振器的插入损耗，白圈表示现有的可变谐振器的插入损耗。
当使开关的导通电阻不断增加时，则插入损耗也增加。现有的可变谐振器的相对导通电阻的插入损耗的斜率约为0.35dB/Ω，是本发明的可变谐振器的约3倍，在导通电阻为1Ω的点进行比较时，相对于本发明的可变谐振器的插入损耗是0.1dB，现有的可变谐振器的损耗为0.35dB较大。
这是由于本发明的可变谐振器是把第一和第二谐振器并联连接而构成的缘故。图2A所示的现有的可变谐振器，在高频谐振器开关22导通时，从高频谐振器开关22到谐振器前端的部分就等于没有，谐振频率中的连接高频谐振器开关22的点的阻抗由其电阻来决定。因此，开关电阻的影响就原样地表现为插入损耗。
另一方面，在本发明的可变谐振器中，由于在终端开关7导通时第一和第二谐振器是并联连接，因此与电阻的并联连接同样地能够减轻开关电阻的影响。因此，成为低损耗的特性。这样，根据本发明的可变谐振器，就能够实现可变频率范围广且损耗小的可变谐振器。
下面表示几个本发明的可变谐振器的具体例。图3A、图3B表示的例子是把第一谐振器4与第二谐振器6的线路长度设定为相对于5GHz的波长λ5G是四分之一波长而相位是90°的长度。把图3A所示的终端开关7断开时以及图3B的接通时的谐振频率，用表示向输入输出线路3输入的信号反射而返回的比例的S参数S11(dB)进行表示(纵轴)。横轴是频率，其中表示的是从0到15GHz。
S11骤降的频率表示谐振频率。如图3A所示，终端开关7断开状态下，在到15GHz的范围内是在2.5GHz、7.5GHz、12.5GHz进行谐振。如图3B所示，终端开关7接通状态下，在到15GHz的范围内是在5.0GHz和10.0GHz进行谐振。成为这些谐振频率的理由是，在终端开关7断开时是以上述式(6)表示的第一谐振器4与第二谐振器6的合成导纳为零的频率进行谐振，在终端开关7接通时，是以由上述式(2)表示的合成导纳为零的频率进行谐振。
对该关系进行整理并作为表而表示在图3C中。该例是把构成第一和第二谐振器4、6的线路的物理长度La和Lb设定成La＝λ5G/4、Lb＝λ5G/4。因此，该线路2.5GHz的电长度βL与相位45°相当。这样，由于频率而使电长度变化，所以导纳也变化。
从终端开关7断开状态说明时，则由于La＝Lb，所以在该相位角的第一谐振器4与第二谐振器6的导纳相等，是以合成导纳是零的频率进行谐振。在该例的情况下，合成导纳是零的频率是2.5GHz、7.5GHz、12.5GHz这三个。这样，在2.5GHz的奇数倍的频率时合成导纳为零。
然后，当将终端开关7接通时，则表示合成导纳的式成为上述式(2)的关系，这次是以第一谐振器4与第二谐振器6的导纳分别是零的频率进行谐振。该频率是cotβL为零的5.0GHz和15.0GHz。这些也与终端开关7断开的情况一样，在5.0GHz的奇数倍的频率cotβL为零。
这样，在图3A、图3B的例子的情况下，可变谐振器在到15GHz的频率范围内，使终端开关7断开时是以2.5GHz、7.5GHz、12.5GHz这三个频率进行谐振，而在接通时是以5.0GHz和15.0GHz这两个频率进行谐振。
接着，把设计成La＝5λ5G/18、Lb＝2λ5G/9时得到的谐振频率表示在图4A、图4B、图4C中。图4A、图4B中表示谐振频率的图的横轴与纵轴的关系与图3A、图3B完全相同。在该例中，通过把第一谐振器4的线路长度La设计成5λ5G/18，把第二谐振器6的线路长度Lb设计成2λ5G/9这样不同的长度，而使终端开关7为接通状态时的高次谐波(寄生频率)的出现方式与第一谐振器同第二谐振器的线路长度相同的情况相比有变化。
具有终端开关7接通状态的线路长度La和Lb的第一和第二谐振器4、6的导纳如式(1)所示是由Y0·cotβL决定的。因此，在cotβLa和cotβLb的导纳的极性相反而绝对值相等的频率5.0GHz、10.0GHz、15.0GHz时，第一、第二谐振器4、6的合成导纳变为零而进行谐振。
在终端开关7断开时，由于第二谐振器6的导纳是由Y0·tanβLb决定的，所以是以tanβLb与cotβLa的值相等的频率进行谐振。在该例的情况下，与图3A同样，是以2.5GHz、7.5GHz、12.5GHz这三个频率进行谐振。
其他的例表示在图5A、图5B中。图5A是设计成La＝λ5G/3、Lb＝λ5G/6时的情况，表示的是终端开关7断开状态下得到的谐振频率。图5A、图5B中横轴与纵轴的关系与图3A、图3B和图4A、图4B的相同。此外，图5C也与图4C相同，对关系进行整理并表示在表中。
该例的情况是在使终端开关7断开时的图5A所示的谐振频率与先前说明的图3A、图4A不同。La＝λ5G/3在2.5GHz就是λ5G/6，以相位角度表示是与60°相当。Lb＝λ5G/6是λ5G/12，以相位角度表示就是30°。由于当前终端开关7断开，所以线路长度Lb的谐振器6的导纳由tanβLb决定，其值是0.57。La的导纳由cotβLa决定，相位角60°的值是0.57。这样，由于在2.5GHz时的La与Lb的导纳相等，所以其合成导纳[式(6)]是零而进行谐振。这样，基本频率在2.5GHz处与前面所示的例相同。
再来看图3A和图4A中进行谐振的7.5GHz，La＝λ5G/3在7.5GHz就是λ7.5G/2，以相位角度表示是与180°相当。Lb＝λ5G/6在7.5GHz就是λ7.5G/4，以相位角度表示是与90°相当。La的导纳由cotβLa决定，相位角180°的值是负无限大。Lb的导纳由tanβLb决定，相位角90°的值是负无限大。其结果，由于合成导纳不定，所以在频率7.5 GHz处不谐振。
这样，通过适当地选择La和Lb的线路长度，就能够控制基本频率和寄生频率。在使终端开关7接通状态时，图5B所示的谐振频率与图4B所示的频率相同。由于谐振条件相同，所以省略图5A～图5C的说明。请参照图5C。
这样，在把本发明的可变谐振器例如利用在无线装置中时，就能够通过适当地设计第一谐振器的线路长度La和第二谐振器的线路长度Lb而把该无线系统中不需要的谐振频率消除。
把用于增加伴随终端开关7的接通/断开的谐振频率组合的选择方式的其他方法表示在图6A～图6D并进行说明。通过使谐振器的谐振线路的特性阻抗在线路的中途进行变化，而能够使谐振频率变化。
图6A是仅表示通过终端开关7而把线路前端接地或是开放的第二谐振器6的图。把第一谐振器6的线路长度设计成在5GHz是四分之一波长的长度，图6B表示的是表示了使终端开关7接通时的输入信号的反射比例的S参数S11和表示使终端开关7断开时的输入信号传递比例的S参数S21。
图6B的横轴表示频率，纵轴以dB表示S11和S21。在使终端开关7接通的状态下，S11在5GHz出现骤降而进行谐振。在使终端开关7断开的状态下，在相同的5GHz时S21骤降，信号没有被传递到输出侧。是所谓的串联谐振状态。
这样，从信号的输入输出看，在终端开关7接通状态下是信号良好传递的带通滤波器，在终端开关7断开时则作为输入信号没有被传递给输出的带阻滤波器进行工作。虽然在终端开关7接通/断开时的动作正相反，但其谐振频率在5GHz无变化。这样，如图6A所示，在第二谐振器6的线路宽度为一定时，谐振频率不会由于终端开关7的接通/断开而变化。
图6C表示的是把线路的特性阻抗在线路6的中途改变的例子。把连接在输入输出线路3上的一侧的线路61a的特性阻抗例如设定成45Ω，把其前端连接有终端开关7一侧的线路61b的特性阻抗例如设定成90Ω。由于这种线路6的特性阻抗成阶梯状变化，所以被称为阶跃阻抗谐振器。图6D表示把线路61a和61b合起来的长度设计成某长度时的终端开关7接通时的S11和终端开关7断开时的S21。在此，之所以把线路长度作为某长度，是由于这是用于说明图6C把线路设定成阶跃阻抗谐振器结构时的终端开关7的影响的图的缘故。在图6C的说明中，对于把线路61a和线路61b合起来的总计线路长度，该说明不具有意义。
首先，在终端开关7断开状态的S21急剧降低的串联谐振频率是7.5GHz。当把终端开关7导通时，则与前面的图6B不同，谐振频率变化成5GHz。这样，由于终端开关7的接通/断开而产生的谐振频率与串联谐振频率不同。其理由是把线路设定成阶跃阻抗谐振器结构的缘故。
在终端开关7断开时，线路61b前端的阻抗被开放。这时，朝向输入输出线路3而阻抗在逐渐下降，从线路61a与输入输出线路3的交点看线路61b侧的阻抗在串联谐振频率中变为零。
在阻抗高的部分电场能量集中，在阻抗低的部分磁场能量集中。因此，在阻抗高的区域电容性变强，而在低的区域电感性变强。由线路决定的谐振频率f能够用线路所具有的作为电抗成分的电容成分C和电感成分L而通过熟知的下式(8)来进行近似。
f=1/(2πLC)---(8)]]>因此，当终端开关7断开时，在线路61a与输入输出线路3的交点附近电感性强，而在终端开关7侧的线路61b前端附近电容性强。在图6C中，在这时通过把电感性强的输入输出线路3侧的线路61a的线路宽度扩大而降低电感性电抗。此外，由于电容性强的终端开关7侧的线路61b的线路宽度细，所以降低了电容性电抗。其结果，能够相对于以图6A所示的均匀的线路宽度形成的谐振器提高终端开关7断开时的谐振频率。
相反，在终端开关7接通时，则与图6A的情况相同，在线路61a与输入输出线路3的交点附近电容性变强，而在终端开关7侧的线路61b的前端附近电感性变强，由于使电容性强的部分的线路宽度变宽，所以能够进一步增大电容性电抗。此外，由于在电感性强的线路61b的部分线路宽度细，所以更能够增大电感性电抗。因此，在图6C线路形状的情况下，对于线路宽度均匀的谐振器能够降低使终端开关7接通时的谐振频率。这样，通过把谐振器的线路结构设定成阶跃阻抗谐振器结构，也能够控制谐振频率。
与基本频率紧相邻的高次谐波在把这种可变谐振器利用在无线系统中时则存在问题。所谓相邻的高次谐波是指相对图3A的基本频率2.5GHz的三倍的高次谐波7.5GHz，或是相对图5B的基本频率5.0GHz的10.0GHz等，根据利用的无线系统侧的情况而有时优选的是没有这样的高次谐波。以消除这种与基本频率紧相邻的高次谐波为目的，例如能够使用阶跃阻抗谐振器结构。
例如，图5A所示的第一谐振器4的电长度120°(5GHz)与第二谐振器6的电长度60°(5GHz)的组合的基本频率是2.5GHz，其相邻的高次谐波是12.5GHz，而不是三倍的7.5GHz。另一方面，在终端开关7接通状态下，如图5B所示，存在有谐振频率5GHz的两倍的10GHz高次谐波。此外，在终端开关7接通状态下不存在两倍的高次谐波的例子则被表示在图3B中。这时，所需要的第二谐振器6的电长度是90°(5GHz)。与同样的在5GHz终端开关7接通状态下的例子的图5B相比，第二谐振器6的电长度变长30°。
于是，通过把图5B的第二谐振器6设定成阶跃阻抗谐振器结构，能够以一个线路兼用为其两个。根据上述原理，通过使用阶跃阻抗谐振器结构就能够实现终端开关7断开状态的电长度是60°，而在表观上接通状态的电长度变成90°。当然，这时第一谐振器4的线路长度在终端开关7接通状态下需要从120°切换缩短到90°(5GHz)。这种切换在一部分上是需要的，但通过把线路设定成阶跃阻抗谐振器结构，就能够把一个线路的电长度通过频率而在表观上改变，从而能够以少的切换部得到多个谐振频率。在图6C所示的例子中，虽然表示了把连接在输入输出线路3一侧的线路61a的宽度增大的例子，但也可以相反地把线路61b的宽度增大。这时，与以均匀的线路宽度形成的谐振器相比，能够降低终端开关7断开时的谐振频率，提高终端开关7接通时的谐振频率，能够向与图6D所示的例子相反方向变化。
如以上所述，根据本发明，能够实现可变频率范围广且损耗小，此外还能够自由设定谐振频率的可变谐振器。
图1A所示的本发明的可变谐振器虽然是表示了使用微波传输带结构的例子，但本发明的可变谐振器的线路结构并不限定于是微波传输带线路。也可以是共面线路或同轴线路的结构。图7A、图7B表示的是把图1A、图1B所示的本发明的可变谐振器以共面线路构成时的例子。是把在图1A、图1B中在电介质基板2的一个面的整个面上形成的接地导体1去掉，而在与形成有第一、第二谐振器4、6的面相同的电介质基板2的表面上形成接地导体70a和70b。
接地导体70a和70b是与输入输出线路3和第一谐振器4与第二谐振器6的谐振线路隔开间隙71的间隔而接近配置的。在靠近输入输出线路3与各谐振器的连接点的接地导体70a和70b的各角部彼此通过接合线72而电连接，目的是把接地导体70a和70b变成同电位。
这样，利用共面线路也能够实现本发明的可变谐振器。
上述的第一实施方式能够实现可变频率范围广的可变谐振器，但其谐振频率是基本频率的整数倍，频率间隔比较大。作为第二实施方式表示的是可变谐振频率的分辨率高(可变频率变化细微)，并且可变频率范围广的可变谐振器的实施例。
首先，在说明第二实施方式之前，对于在图22的现有技术中利用的集肤效应进行说明。
在谐振线路中传递的电信号具有频率越高越向谐振线路的外缘部集中的特点。这是由于高频信号的集肤效应，在导体中传播信号时把电信号向线路的宽度方向侵入的深度称为表皮深度(Skin Depth)，用式(9)表示。
Skin Depth=1/πfσμ---(9)]]>其中，f是频率，σ是导体的导电率，μ是导体的导磁率。
图8A、图8B表示的是线路导体例如在使用银时的微波传输带线路的电流密度分布。在图8A中，仅把图22说明的现有的可变谐振器的第一线路225的一部分放大进行表示。如从图中可以看出，在线路的边缘部分电流最集中。图8B表示的是第一线路225的一部分和第二线路226a～229b的部分。这样，当把第二线路226a～229b附加在第一线路225上而使谐振线路的线路宽度有凹凸时，则电流比起线路的最短路径(线α)来更集中在外缘部流动，结果是沿比最短路径长的路径传播。这是由于电信号不是从表皮深度(Skin Depth)进入到线路的内部中而是沿外侧流动的缘故。通过利用该效应，就能够使谐振器小型化。此外，可实现能够使谐振频率细微可变的可变谐振器。
(实施例1)
把该集肤效应应用在本发明的可变谐振器中而提高谐振频率的可变分辨率的实施例表示在图9A、图9B中。
输入输出线路3从平面形状是长方形的电介质基板90上的长边的大致中央通过而与短边平行地延长形成。在输入输出线路3的一侧，与输入输出线路3的大致中央正交地配置第一谐振器4，同样在另一侧配置第二谐振器6。
该实施例1是在第一、第二谐振器4、6的线路形状上应用集肤效应而能够提高谐振频率分辨率的结构。第一谐振器4的谐振线路是把与输入输出线路3大致相同宽度的线路宽度是W1、长度是L1的第一线路41与在第一线路41的两侧在与其正交的方向上配置的宽度是T而长度是L4的第二线路42a1～42a6、42b1～42b6组合而构成的。
从输入输出线路3与第一线路41的一端的交点隔开L3的间隔而使第二线路42a1、42b1的组在与第一线路41正交的方向上以L4的长度向两侧伸出。在第二线路42a1、42b1的与输入输出线路3相反一侧，在第一线路41的延长方向上隔开L5的间隔配置有与第二线路42a1、42b1相同形状的第二线路42a2、42b2。接下来隔开相同的间隔L5分别配置四组的第二线路42a3、42b3；42a4、42b4；42a5、42b5；42a6、42b6，在第二线路42a6、42b6的与输入输出线路3相反一侧使第一线路41的另一端突出长度L5。第一线路41的另一端通过通孔5与接地导体1连接而接地。
如上所述地构成谐振线路。为了说明上的方便虽然对谐振线路由第一线路41和第二线路42a1～42b6这两种线路部分构成进行了说明，但实际上是一体的。该一体的谐振线路的宽度可以看作是第一线路41的宽度W1部分与第二线路42a1～42b6的长度方向的宽度(2L4+W1)的部分交替变化。
作为一体的谐振线路的线路长度与由第一线路41和第二线路42a1～42b6形成的谐振线路的外缘部的长度大致相等。这是由于如下的缘故，即，如上述那样在谐振线路的宽度变化时，在线路中流动的电流由于集肤效应的影响而与从线路的最短路径通过相比，更是集中在线路的外缘部流动，电流是沿比最短路径长的路径流动。该例情况的路径长度是比La长而比L3+n(2L4+T)+nL5＝2L4·n+L1短的路径长度。通过把L5和T设定成是表皮深度(Skin Depth)以上的大小，能够使路径长度接近于L3+n(2L4+T)+nL5的长度。n在该例的情况下是6。2nL4的部分是由于沿第一线路41排列形成的多个第二线路42a1～42b6而使线路延长的部分。
在该实施例中，以提高可变谐振器的谐振频率的分辨率为目的而设置了分别连接邻接的第二线路42a1～42b6的自由端的多个短路开关。在第二线路42a1、42b1自由端的输入输出线路3侧的端与第二线路42a2、42b2自由端的输入输出线路3侧的端之间分别配置了短路开关S11a和短路开关S11b。以后同样地在第二线路42a2、42b2与第二线路42a3、42b3之间配置短路开关S12a、S12b，在第二线路42a3、42b3与第二线路42a4、42b4之间配置短路开关S13a、S13b，在第二线路42a4、42b4与第二线路42a5、42b5之间配置短路开关S14a、S15b，在第二线路42a5、42b5与第二线路42a6、42b6之间配置短路开关S15a、S15b。
对于与第二线路42a1～42b6的各自的自由端连接的成对短路开关S11a、S11b～S15a、S15b(以下在表示任意的短路开关时标记为S***)进行控制，而有选择地把任意数量的短路开关同时接通/断开。例如，在使短路开关S11a、S11b这对接通时，则能够把谐振路径的路径长度缩短2L4的量。即，在把短路开关S***全部断开时，则谐振路径长度最大，是如上述的L3+n(2L4+T)+nL5的长度，在把短路开关S***全部接通时，则谐振路径长度最小，是L3+T+2L4+L5的长度。在该最大与最小之间，通过把短路开关S***的对设定成接通的数量，能够以2L4的量的幅度改变路径长度。
如上述那样，由第一线路41和第二线路42a1～42b6和短路开关S***而形成第一谐振器4。在第一谐振器4的把输入输出线路3夹在中间的相反侧以形成第二谐振器6的第一线路61为中心配置有第二线路62a1～62a6、62b1～62b6和短路开关S21a、S21b～S25a、825b。
第二谐振器6与第一谐振器4是完全相同的结构，是以输入输出线路3为中心配置在使所述第一谐振器4旋转180°的位置上。由于详细结构与第一谐振器4相同而省略说明。请参照图9A。第二谐振器6与第一谐振器4唯一不同点在于第一线路61的另一端经由终端开关7与接地导体1连接而接地。
如上所述，构成实施例1所示的可变谐振器的第一谐振器4和第二谐振器6的路径长度利用短路开关S***而能够细微地切换。
终端开关7和短路开关S***例如通过使用MEMS(Micro ElectroMechanical Systems)技术的机械开关就能够实现。当然，也可以用由电场效果型晶体管(FET)或PIN二极管等的半导体元件形成的开关元件来进行制造。图9B表示的是从图9A中的9B-9B剖面线看的剖面图。由此可以看出在第二线路42a5、42b5的自由端表面上形成短路开关S15a和S15b的样子。
图10表示使图9A、图9B所示结构的本发明的可变谐振器的终端开关7和短路开关S***接通/断开时的谐振频率变化的一例。图10的横轴是频率GHz，纵轴是S11(dB)。
图10中粗线所示的特性是终端开关7断开而短路开关S***也全部断开时的特性。是以约2.3GHz和7.0GHz进行谐振。细线所示的特性是使终端开关7断开不变而使短路开关S***全部接通时的特性。谐振频率从约2.3GHz变化到2.8GHz(以及从7.0GHz变化到8.5GHz)。这是表示通过把短路开关S***全部接通而使谐振路径长度变得最短，而使谐振频率变高的状态。图10中虽未表示，但如果如图9A、图9B所示那样分别准备五组短路开关S1**和S2**，则能够在该2.3GHz与2.8GHz之间得到五个以上的谐振频率。
虚线所示的特性是终端开关7接通而短路开关S***全部断开时的特性。是以约4.8GHz进行谐振。点划线所示的特性是使终端开关7接通不变而使短路开关S***全部接通时的特性。与虚线相比，谐振频率从约4.8GHz变化到5.9GHz。该变化同样是通过把短路开关S***全部接通而使谐振路径长度变得最短而引起的变化。因此，也能够在该4.8GHz与5.9GHz之间得到五个以上的谐振频率。
采用这样的图9A、图9B的结构，能够成为如下的可变谐振器，即，通过终端开关7的接通/断开而使谐振频率变化大，利用短路开关S***而能够在其谐振频率附近使谐振频率细微地变化。虽然没表示利用短路开关S***而使谐振频率细微变化的具体例，但如图9A、图9B的说明可以看出，谐振频率的数量和频率间隔可以按照要求规格来进行适当设计。
另外，虽然说明了把短路开关S11a、S11b～S15a、S15b各一组地同时接通/断开的情况，但该控制也不一定同时进行。例如也可以单独地仅把S11a或仅把S11b接通。这时，虽然与把一组同时接通时的谐振频率变化量相比其变化量小，但谐振频率出现了变化。也可以不设置短路开关S11a、S11b～S15a、S15b，由于通过设置第二线路可以有效地使路径长度变大，所以具有与此相应地能够缩短第一线路41、61长度的优点。此外，在图9A、图9B的实施例中，虽然表示了把第二线路相对第一线路形成直角的情况，但很明确也可以不是直角。进而，虽然表示出第二线路42a1～42a6和42b1～42b6各自的对被设置在一定间隔的直线上的情况，但也可以有差距地配置。对于第二线路62a1～62a6和62b1～62b6也是同样。在以下的实施例中也同样适用这些变形。
以下表示的是把图9A、图9B所示的可变谐振器进行变形的实施例。
(实施例2)图11表示的是实现相对于相同的谐振频率而带宽不同的可变谐振器的例子。以后把形成可变谐振器的电介质基板省略来进行表示。第一和第二谐振器4、6的基本结构与图9A、图9B中所说明的例子是相同的。图11是在图9A的第二谐振器6与输入输出线路3之间配置切断开关110这一点上有不同。在使切断开关110断开时，则当然谐振频率由第一谐振器4来决定。该谐振频率与终端开关7为接通状态且切断开关110是接通状态的谐振频率是相同的。其理由如参照图1A说明的那样，在使终端开关7接通时，可变谐振器的电长度变为以同一形状形成的第一谐振器4与第二谐振器6的电长度的和的1/2。
因此，通过在终端开关7接通状态下的切断开关110的接通/断开，虽然谐振频率是相同的，但能够使从输入输出线路3看的谐振频率以外的频率的阻抗变化。其结果，能够实现谐振频率相同而带宽不同的谐振器。
带宽在使切断开关110接通时变窄。带宽能够按照规格要求而随切断开关110的阻抗和第二谐振器6的特性阻抗而变化。
(实施例3)图12A、图12B是表示提高谐振频率自由度的例子的图。第一和第二谐振器4、6的基本结构与图9A、图9B中所说明的例是相同的。图12A是把图9A的终端开关7变成单极三掷开关(Single pole three throw switch，以下称为SP3T)120。单极端子120p连接在第一线路61的前端，各个三掷端子是第一掷端子120a与接地导体1连接而接地，第二掷端子120b开放，第三掷端子120c上连接着追加线路121的一端。
在单极端子120p接地或开放时，是上述已经说明过的动作。在单极端子120p连接在第三掷端子120c上时，则第二谐振器6的线路长度延长了追加线路121长度的量，所以能够变成比单极端子120p开放时的谐振频率低的谐振频率。
图12B是把图12A的SP3T开关120置换成两个单极单掷开关(Singlepole single throw switch，以下称为SPST)。SPST开关122和123的单极端子122p和123p连接在第一线路61的前端，SPST开关122的单掷端子122a接地，SPST开关123的单掷端子123a上连接着追加线路121的一端。
在SPST开关122开放(断开)时，通过使SPST开关123接通而能够变成比SPST开关122断开时的谐振频率低的谐振频率。
(实施例4)图13表示增加隔开频率间隔(不连续的频率)而得到的谐振频率数量的实施例。图13相对于图9A、图9B的不同点在于，在第二谐振器6的第二线路62b3和62b4的连接短路开关S23b和S24b一侧的各自的自由端部，连接了使自由端部接地的SPST接地开关130和131。
使SPST接地开关130和131具有大幅度缩短第二谐振器6的线路长度的作用。在第二谐振器6侧的短路开关S2**全部断开的条件下，将终端开关7与SPST接地开关130、131分别独立接通时的线路长度进行比较，则如上所述，终端开关7接通时为最长，是L3+6(2L4+T)+6L5的长度。而SPST接地开关130接通时的线路长度则变短，是L3+5L4+2T+2L5。在使SPST接地开关130断开而使SPST接地开关131接通时的线路长度则变成比其长2L4+T+L5的线路长度。
这样，能够利用SPST接地开关130、131更大地改变第二谐振器6的线路长度。其结果，能够将图10所示的以比较大的频率间隔变化的谐振频率的数量增加两个。
当然，在使SPST接地开关130接通时，由于有效的短路开关S2**的数量减少，所以在图13的例中，能够在该谐振频率附近可变的谐振频率数量也减少，在该谐振频率附近能够细微地改变频率的规格也能够容易地进行设计。
这样，通过设置接地开关，能够应对想要不连续地大幅改变谐振频率的需求。
(实施例5)图14所示的实施例5是把图9A、图9B所示的第一谐振器4的第一线路41的另一端经由终端开关140进行接地。这样就能够把从输入输出线路3看第一谐振器4的阻抗选择成是零或是无限大。
在把终端开关7和终端开关140双方都接通的状态下，第一线路41和第一线路61前端的阻抗是零，谐振频率时与输入输出线路3的连接点的阻抗变成开放。相反，在把终端开关7和终端开关140双方都断开的状态下，第一线路41和第一线路61前端的阻抗变成开放，谐振频率时与输入输出线路3的连接点的阻抗变为零。
作为这时的滤波器的动作，如图6A、图6B所示，在同一频率下，两个开关元件接通时作为带通进行动作，而断开时则作为带阻进行动作。通过这样设置终端开关140，能够把作为谐振器的动作方式改变成正相反。
(实施例6)到实施例5为止所示的实施例表示的是以输入输出线路3为中心把同一方式的谐振器配置两个来构成可变谐振器的例子，但也可以将这些结构采用以输入输出线路3为中心非对称的方式。图15A～图15F表示这样的例子。图15A表示与说明过的图9A完全相同的结构。
图15B是把第一谐振器4的第二线路42a1～42b6延长，并把在与第一线路41正交方向上伸出的长度加长的例子。通过这样做能够增大由于短路开关S***的接通/断开而引起的谐振频率的变化幅度。
图15C表示的是把第一线路41的前端侧延长后进行分岔，并在与输入输出线路3平行的方向上向相互相反的方向延长一定长度后，向输入输出线路3侧弯曲，然后向接近第一线路41的方向弯曲并把其前端与接地导体连接而接地。进而，在该接地的线路前端与第一线路41之间配置使其间导通的导通开关160a和160b。通过这种结构，即使降低第一谐振器4的谐振频率，也能够减小与输入输出线路3正交方向的大小。
图15D表示的是把图15A的第一线路41前端分成两股，一方作为延长第一线路41E而把第一线路41延长一定的长度并把前端接地。以该延长第一线路41E为中心形成成对的第二线路427(为了避免使图变得复杂，将成对的第二线路42a7、42b7的参照标记用427来代表。以下同样。)、428、429，并在其两端与接近输入输出线路3部分的第一线路41和第二线路421等相同，形成短路开关S16a、S16b和S17a、S17b。即，把第一线路41以相同形状延长。
两股部分的另一方是经由开关150，并利用延长第一线路41#163和成对的第二线路42#7、42#8、42#9和短路开关S#16a、S#16b与S#17a、S#17b而形成与向一方利用延长第一线路41E延长的谐振线路同一形状的谐振线路。
当使开关150接通时，由于图6C、图6D已经说明过的效果使得在电感性强的部分谐振线路面积增加，所以电感性电抗变小的效果发挥作用，从而能够提高谐振频率。
在接通开关150而提高了谐振频率后，则能够利用短路开关S***而使谐振频率细微地变化。因此，也能够将谐振线路形成这样的形状。
图15E表示的是在图15A的终端开关7的接地的端子上进一步设置追加线路61E并把其前端接地。采用这种结构时，能够使在终端开关7接通时的谐振频率降低与追加线路61E的线路部分的长度相应的量。
图15F表示的是把图15A的第二谐振器6的第一线路61设定成图6C中说明的阶跃阻抗谐振器结构。采用这种结构时，与均匀的线路宽度的第一线路61的情况相比，能够提高终端开关7断开时的谐振频率，并能够降低终端开关7接通时的谐振频率。
如上所述，可以把第一谐振器4和第二谐振器6构成不同的方式。这种结构对于消除先前说明的与基本频率紧相邻的谐振频率，例如相对2.5GHz的7.5GHz、相对5.0GHz的10GHz的谐振频率时是有效的。
(实施例7)到此为止所示的实施例都是对于以输入输出线路3为中心在一侧构成第一谐振器4而在另一侧构成第二谐振器6的方式进行的说明，但本发明并不限定于这种方式。当以输入输出线路3为中心在一侧形成第一谐振器4而在另一侧形成第二谐振器6时，则与输入输出线路3正交方向上的宽度会变大。
于是，如图16所示，本发明的可变谐振器即使在输入输出线路3的一侧形成第一谐振器4和第二谐振器6，也能够进行同样的动作。因此，本发明的可变谐振器还能够以把与输入输出线路3正交方向的大小减小的形状形成。
(实施例8)图17A～图17D表示使本发明的可变谐振器小型化的实施例。该实施例是把图9A所示的本发明的可变谐振器的第一谐振器4和第二谐振器6在两片电介质基板171和172的表面上在相互重叠的位置分别各自形成，将接地导体和输入输出线路夹在这两片电介质基板171与172之间构成。图17A是表示把电介质基板171和172重叠而作为可变谐振器完成的状态的外观的立体图。图17B表示的是在电介质基板171的一个面上形成的输入输出线路3和具有接地导体170a、170b图形的导电膜170。图17C表示的是在电介质基板171的与电介质基板172相反侧的面上形成的第一谐振器4。图17D表示的是在电介质基板172的与电介质基板171相反侧的面上形成的第二谐振器6。
利用在电介质基板171上形成的导电膜170而形成共面型的输入输出线路3。即，在电介质基板171的同一表面上将输入输出线路3夹在中间而在两侧形成接地导体170a和170b。在输入输出线路3的线路延长方向的大致中央处形成有通孔170c。此外，导电膜170也可以不是形成在电介质基板171上而是形成在电介质基板172上。
在电介质基板171的与电介质基板172相反侧的面上形成有第一谐振器4，第一谐振器4的第一线路41的一端经由通孔170c而连接在输入输出线路3上。第一线路41的另一端利用通孔170d与接地导体170b连接而接地。
在电介质基板172的与电介质基板171相反侧的面上形成有第二谐振器6，第二谐振器6的第一线路61的一端经由通孔172a而连接在输入输出线路3的通孔170c位置上。第一线路61的另一端经由终端开关7和通孔172b与接地导体170b连接而接地。
这样，通过把第一谐振器4和第二谐振器6通过电介质基板171、172而相互重叠地构成，能够减小与输入输出线路3的延长方向正交的方向的大小。
图18A～图18G是在图17A～图17D实施例的第一谐振器4和第二谐振器6的外侧隔开间隔相对地分别配置屏蔽用接地导体181、182的例子。但由导电膜170形成的接地导体170a、170b是与输入输出线路3一起仅形成在构成共面型线路的附近。图18A、图18B、图18C是与图17A、图17B、图17C对应的图。图18E表示的是屏蔽用接地导体181的与电介质基板171相反侧的面，图18F表示的是屏蔽用接地导体182的与电介质基板172相反侧的面，图18G表示的是图18A的中央纵剖面。
第一谐振器4的前端经由导体柱180a连接在配置于与第一谐振器4相对位置上的屏蔽用接地导体181上。第二谐振器6的前端经由导体柱180b连接在配置于与第二谐振器6相对位置上的屏蔽用接地导体182上。
通过采用这种结构，不需要把由微波传输带线路构成的两个谐振器4、6所夹住的导体膜170形成在电介质基板171(或是172)的整个面上，如图18B所示，减小了接地导体170b的面积。也可以在图17B所示的接地导体170b部分地没有的电介质基板171上的区域形成所期望的电路。此外，由于第一谐振器4和第二谐振器6没有露出，所以能够提高抗噪声度。具体说，由于接地导体181、182作为屏蔽板发挥功能，所以能够降低噪声辐射或噪声传入的水平。
(实施例9)图19A～图19G表示能够把图17A～图17D所示的本发明的可变谐振器更加小型化的实施例。在该实施例中，把图17A～图17D中电介质基板171、172上的在与第一线路41、61同一面内延长形成的成对的第二线路(与图9A中的42a1、42b1～42a6、42b6；62a1、62b1～62a6、62b6对应)除去，在相互对接的电介质基板171、172的外侧，按照把它们夹在中间的方式进一步设置两个电介质基板191、192，并通过从电介质基板171、172上的第一线路41、61，以在厚度方向上贯通在外侧追加的电介质基板191、192的方式形成第二线路41c1～41c6、61c1～61c6，而能够把输入输出线路3的延长方向的谐振器大小小型化。图19A～图19D与图17A～图17D对应。
在电介质基板171与191的对接面的一方(在此是电介质基板171侧)形成第一谐振器4的第一线路41。第一线路41的一端经由在电介质基板171上开孔的通孔170c而连接在输入输出线路3上，第一线路41的另一端也经由在电介质基板171上开孔的通孔170d而连接在接地导体170b上。此外，排列形成多个与第一谐振器4的第一线路41接触并沿其长度方向以一定间隔贯通电介质基板191层的布线层间连接导体41c1～41c6。在电介质基板191的外侧面设置能够把邻接的布线层间连接导体彼此连接的短路开关S11c～S15c。即，沿第一线路41形成的布线层间连接导体形成第一谐振器的第二线路。
同样，在电介质基板172与192的对接面的一方(在此是电介质基板172侧)形成第二谐振器6的第一线路61，第一线路61的一端经由在电介质基板172上开孔的通孔170a而连接在输入输出线路3上，第一线路61的另一端经由终端开关7和在电介质基板172上开孔的通孔170b而连接在接地导体170b上。此外，排列形成多个与第二谐振器6的第一线路61接触并沿其长度方向以一定间隔贯通电介质基板192而形成的布线层间连接导体61c1～61c6。在电介质基板192的外侧面设置能够把邻接的布线层间连接导体彼此连接的短路开关S21c～S25c。在该布线层间连接的部分形成第二谐振器的第二线路。
通过采用这种结构，由于能够把第二线路形成在与导电膜170垂直的方向上，所以能够减小输入输出线路3的线路延长方向的大小。
(应用例)图20和图21表示本发明的可变谐振器的应用例。图20是把本发明的两个可变谐振器210和211通过电场耦合而串联连接的。输入输出端口212与第一级的可变谐振器210的输入输出线路210a以相同的线路宽度隔开间隙300的间隔而相对。第一级的可变谐振器210与第二级的可变谐振器211彼此之间和第二级的可变谐振器211与输入输出端口213彼此之间也分别隔开间隙301和302的间隔而相对。这些间隙300～302的间隔和相对的部分的线路形状可根据电场耦合的程度而进行设计。
图21是把与图20相同的结构通过磁场耦合而串联连接的。输入输出端口220以沿可变谐振器210的第一谐振器4和第二谐振器6的方式隔开间隔D1而配置。可变谐振器210和211也隔开间隔D2平行配置。与输入输出端口220同一形状的输入输出端口221与可变谐振器211隔开间隔D3而配置。输入输出端口220、可变谐振器210与211、输入输出端口221的各自之间通过磁场进行耦合。在本实施例中，第一和第二谐振器之间的连接点在任意的邻接的组的第二线路之间都可以，可以将该点看作输入输出线路。
如以上说明，本发明的可变谐振器是相对于输入输出线路把第一谐振器和第二谐振器并联连接的结构，要想使谐振频率可变时，通过把第二谐振器的与输入输出线路相反侧的端用开关接地，就能够使谐振频率变化。在本发明中，由于第一谐振器与第二谐振器并联，所以与现有技术相比能够减小开关电阻的影响。因此，能够实现可变频率范围广且损耗小的可变谐振器。
进而，通过设计谐振线路的形状而细微地改变线路长度，能够实现可在上述变化大的谐振频率附近细致地改变谐振频率的可变谐振器。
权利要求
1.一种可变谐振器，其特征在于，包括电介质基板；输入输出线路，其形成在该电介质基板上；第一谐振器，其一端连接在上述输入输出线路上而另一端接地；第二谐振器，其一端连接在上述第一谐振器的上述一端与上述输入输出线路的连接点上，而另一端经由终端开关接地。
2.根据权利要求1所述的可变谐振器，其特征在于，上述第二谐振器的一端侧的线路宽度与另一端侧的宽度不同。
3.根据权利要求1所述的可变谐振器，其特征在于，上述第二谐振器的上述一端侧经由切断开关而连接在上述第一谐振器的上述一端与上述输入输出线路的连接点上。
4.根据权利要求1到3的任一项所述的可变谐振器，其特征在于，上述第一和第二谐振器各自是由第一线路和沿其长度方向隔开间隔地排列连接在上述第一线路上的多个第二线路构成的。
5.根据权利要求4所述的可变谐振器，其特征在于，设置有能够分别把上述邻接的第二线路的同一侧的自由端彼此进行连接的短路开关。
6.根据权利要求5所述的可变谐振器，其特征在于，设置有能够把至少一个上述第二线路的自由端侧接地的接地开关。
7.根据权利要求1到3的任一项所述的可变谐振器，其特征在于，设置有能够把上述第一谐振器的上述另一端接地的另一个终端开关。
8.根据权利要求4所述的可变谐振器，其特征在于，上述电介质基板包含相互对接的第一和第二电介质基板，在上述第一和第二电介质基板的相互对接的面的一方上利用导电膜以共面线路形成上述输入输出线路，上述第一谐振器和上述第二谐振器分别形成在上述第一和第二电介质基板的相互外侧的面上，这些第一谐振器和第二谐振器通过贯通上述第一和第二电介质基板的导体而与上述共面线路连接。
9.根据权利要求8所述的可变谐振器，其特征在于，按照把上述第一和第二电介质基板的至少形成有上述第一和第二谐振器的区域覆盖的方式，配置有隔开间隔与上述第一和第二电介质基板相对的第一和第二屏蔽用接地导体。
10.根据权利要求4所述的可变谐振器，其特征在于，上述多个第二线路与上述第一线路交叉地形成。
11.根据权利要求10所述的可变谐振器，其特征在于，设置有多个把上述第一和第二谐振器各自的上述多个第二线路各侧的邻接的前端相互短路的短路开关。
12.根据权利要求8所述的可变谐振器，其特征在于，与上述第一和第二电介质基板的相互外侧的面对接而设置第三和第四电介质基板，上述第一和第二谐振器的上述多个第二线路从上述第一线路把上述第三和第四电介质基板在其厚度方向上贯通而形成，并设置有多个能够把上述多个第二线路的贯通上述第三和第四电介质基板的邻接的前端相互短路的短路开关。
全文摘要
本发明提供一种可变频率范围广且损耗小的可变谐振器。该可变谐振器构成为，在电介质基板(2)上形成输入输出线路(3)，长度为La的第一谐振器(4)，其一端连接在该输入输出线路(3)的大致中央部分而另一端接地，长度为Lb的第二谐振器(6)，其一端与连接有第一谐振器(4)的一端的输入输出线路(3)连接，而另一端经由终端开关(7)设置，在终端开关(7)为断开状态时，以把第一谐振器(4)的线路长度La和第二谐振器(6)的线路长度Lb之和的长度作为四分之一波长的频率进行谐振，在终端开关(7)为接通状态时，以把La与Lb之和的一半的长度作为四分之一波长的频率进行谐振。
文档编号H01P1/20GK1964130SQ20061014450
公开日2007年5月16日 申请日期2006年11月8日 优先权日2005年11月8日
发明者河合邦浩, 福田敦史, 冈崎浩司, 楢桥祥一 申请人:株式会社Ntt都科摩