一种正偏BE结晶体管变容电路的制作方法

本发明属于微波技术、微波电路领域，具体涉及一种新型的正偏BE结晶体管变容电路

背景技术：

变容电路广泛地被应用于各种电子及微波器件，以实现电子调谐从而增加器件的工作带宽。在微波领域，变容电路可以应用于滤波器、放大器、相移器及振荡器等，其中振荡器由于其谐振电路的固有窄频特性，实际应用中成为最迫切需要调谐的器件，也是变容电路主要的应用器件。随着射频电路小型化、低功耗要求的日益加强，随着现代通信技术的日益发展，使用单片微波集成电路(MMIC)方案设计和制造的压控振荡器(VCO)，成为包括军用器件在内的各类频率源的基本电路核心。一个宽调谐范围，大输出功率，高效率，高集成度的压控振荡器几乎决定了通信系统所能达到的最高性能。过去电压控制振荡器(VCO)中，变容电路大多采用反向偏压的变容二极管作为压控器件。然而，在用实际工艺实现电路时,会发现变容二极管常常会影响电路的性能。于是，人们便尝试采用其它的器件来代替一般的变容二极管,晶体管变容便应运而生。在高集成度的单片微波集成电路(MMIC)中，由于在基片上制作一只晶体二极管(BJT)或场效应管(MOSFET)其成本很低，因此在压控振荡器MMIC中，常用BJT的BE结来实现变容功能。晶体管的BE结相当于一个PN结，当外加反偏电压后，其势垒电容随反偏电压增大而减小。然而使用BE结作为变容管其电容值较小，单个变容管在微波低频段通常难以实现宽调谐，所以在VCO中人们常常使用多个变容管组成阵列来实现宽调谐，其结构复杂，设计和制作存在一定的困难。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决晶体管变容值较小，在微波低频段通常难以实现宽调谐的局限，而提出一种有效实现宽调谐的方法。

本发明采用的技术方案如下：

1.一种正偏BE结晶体管变容电路，其特征在于，包括偏置电压端口、通直器、限流电阻、第一电容、晶体管、第二电容、限直器及应用端口；偏置电压正极接通直器，偏置电压负极接地；通直器，限流电阻，第一电容，限直器依次串联连接；晶体管的集电极和发射极接地，其基极连接在限流电阻与第一电容之间；第二电容一端接地，另一端连接在第一电容 与限直器之间；限直器另一端接应用端口。

进一步的，所述通直器为一感性结构，起抑制高频通过的作用。

所述限流电阻限制电流的大小不致使晶体管的BE结击穿，在调谐电压未达到BE结导通电压时，限流电阻不起作用，调谐电压全部附加在晶体管上，而当调谐电压大于BE结导通电压时限流电阻将电压控制转换为电流控制，通过控制流过BE结的电流产生受控的端口电容

所述与晶体管串联的两个固定电容共同决定了变容电路可以实现的最大电容值，帮助晶体管变容实现合适的变容范围。此外，并联接地电容还具有降低端口电阻的重要作用，其能对从应用端输入的交流信号实现分流，可减小该端口Z参数的实部。

所述晶体管的集电极和发射极接地。

所述限直器为一容性结构，其作用为阻止直流通过。

所述电路结构左侧的控制电压经电阻限流导通晶体管的BE结，使其发生正向偏置。BE结导通时利用其正向电容效应，产生端口阻抗的虚部，串联电容用于将变容值限制在合理的范围。由于BE解正向导通时端口还有不小的纯阻性，因此又并联电容，将这一端口电阻性降到最低。

所述晶体管的高频模型，射极与基极间的电容是受偏置电压控制的。

所述电路结构应用了PN结的扩散电容，因为当PN结正向偏置时，势垒电容的大小几乎可以忽略，扩散电容的大小便决定端口电容的大小。

所述晶体管正向导通变容的理论如下：

分析晶体管BE极正向导通时的变容特性，等同于分析PN结的正向电容特性。由半导体物理的基本理论可知，当正向偏压时，P区的多数载流子空穴注入N区，于是势垒区与N区一侧边界由原来的平衡势垒区转变为非平衡的空穴和电子积累，同理，在P区一侧也有电子和空穴积累。此时，若正向偏压增大，则由P区注入到N区的空穴增加，注入N区的空穴一部分被扩散中和，另一部分则留下来增加了N区空穴的积累。正向偏压进一步增大，N区扩散区内积累的非平衡空穴也进一步增加，与其保持电中性的电子也同时增加。同理，P区扩散区内积累的非平衡电子，和为保持电中性的空穴也同时增加。这种由于扩散区的电荷数量随外加电压变化所产生的电容效应，称为PN结的扩散电容^[18]。PN结扩散电容的大小可以由PN结直流偏压下的微分电容定义求出，其定义如下式

$C=\frac{dQ}{dU}---\left(1\right)$

由实验测试可知，扩散区中积累的少数载流子是按照指数分布的。因此注入到N区和P 区的非平衡少数载流子在PN结中的分布可以有以下两式给出

$p_n\left(x\right)-p_{n0}=p_{n0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]\exp \left(\frac{x_n-x}{L_p}\right)---\left(2\right)$

$n_p\left(x\right)-n_{p0}=n_{p0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]\exp \left(\frac{x_p+x}{L_n}\right)---\left(3\right)$

上式中p_n(x)为x点处N区的空穴浓度，p_n0为N区平衡少数载流子空穴的浓度，x_n为N区宽度，L_p为空穴扩散长度；同理，n_p(x)为x点处P区的电子浓度，n_p0为P区平衡少数载流子电子的浓度，x_p为P区宽度，L_n为电子扩散长度；q为电荷量，U为PN结正向电压，k₀为玻尔兹曼常数，T为开尔文温度。将上两式在扩散区内积分，即得到单位面积的扩散区内积累的载流子总电荷量

$Q_p={\∫}_{x_n}^{\mathrm{\∞}}\mathrm{\Δ}p\left(x\right)qdx={\mathrm{qL}}_p{p}_{n0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]---\left(4\right)$

$Q_n={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^{-x_p}\mathrm{\Δ}n\left(x\right)qdx={\mathrm{qL}}_n{n}_{p0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]---\left(5\right)$

由此，根据PN结微分电容的定义，可以计算出扩散区单位面积的微分电容为

$C_{Dp}=\frac{{\mathrm{dQ}}_p}{dU}=\left(\frac{q^2{p}_{n0}{L}_p}{k_{0}T}\right)\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(6\right)$

$C_{Dn}=\frac{{\mathrm{dQ}}_n}{dU}=\left(\frac{q^2{n}_{p0}{L}_n}{k_{0}T}\right)\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(7\right)$

令PN结面积为A，则PN结的总微分扩散电容为

$C_D=A(C_{Dn}+C_{Dp})=\[\frac{{\mathrm{Aq}}^2(n_{p0}{L}_n+p_{n0}{L}_p)}{k_{0}T}\]\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(8\right)$

上式表明扩散电容与正向电压之间的关系，和测试得到的晶体管正偏变容关系十分类似。因此，本专利提出的正向导通晶体管变容管结构既具有实用性又在物理上具备合理性。

有益效果：

本发明对比已有技术具有以下创新点：

1.提出了一种应用晶体管正偏BE结实现大变容比、宽调谐的变容管结构。

2.推导并证实了正偏BE结其扩散电容与正偏电压之间的关系，使前述提出的变容结构具有理论依据。

本发明对比已有技术具有以下显著优点：

1.有效解决了单个晶体管变容结构在微波低频段MMIC中难以实现宽调谐的难题。

2.本发明的变容结构能用于多种晶体管，其偏置电压、变容范围、电容值及变容比可以在很大的范围内调整，具有很大的实际应用价值

3.结构简单，成本低。

4.有利于MMIC工艺的实现。

附图说明

图1为正偏BE结晶体管变容电路结构示意图；

图2为实施例1偏置电压与电容变化关系图；

图3为实施例2偏置电压与电容变化关系图；

图4为实施例3偏置电压与电容变化关系图；

图5为PN结内电势与尺寸关系。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步的描述：

实施例1

本实施例以正偏BE结晶体管变容电路为例进行说明

如图1所示，本例正偏BE结晶体管变容电路，包括偏置电压端口1、通直器2、限流电阻3、第一电容4、晶体管5、第二电容6、限直器7及应用端口8。本例晶体管5采用BJT晶体管，通直器2为一大电感值的感性结构，限直器7为一大电容值的容性结构。本例偏置电压正极接通直器2，负极接地。通直器2，限流电阻3，第一电容4，限直器7为依次串联连接。第一电容4与晶体管5基极及第二电容6连接，晶体管5的集电极和发射极接地，限直器7另一端接应用端口8。本例中，通直器2只起到高频扼流作用，其对电路的其它影响可以忽略，与其串联的限流电阻3非常重要，其通过限制电流的大小不致使晶体管5的BE结被击穿，在偏置电压未达到BE结导通电压时，限流电阻3几乎不起作用，调谐电压几乎全部附加在晶体管5上，而当调谐电压大于BE结导通电压时限流电阻3将电压控制转换为电流控制，通过控制流过BE结的电流产生受控的端口电容。第一电容4与第二电容6共同决定了变容电路可以实现的最大电容值，帮助晶体管变容实现合适的变容范围。此外，第二电容6还具有降低端口电阻的重要作用，其可对从应用端口8输入的交流信号实现分流，降低从该端口看过去的Z参数的实部。测试结果如图2所示，当频率为2GHz，偏置电压从0V变到2V时，其端口电容的变化范围为0.1pF至12pF，该结果比使用反偏BE结晶体管实现变容管在变容 范围和电容值方面具有较大的优势。

实施例2

如图1所示，本例晶体管为HBT晶体管，其他结构与实施例1相同，此处不再赘述。

图3为本例偏置电压与电容变化关系图，从中可看出当频率为2GHz，偏置电压从0V变到10V时，其端口电容的变化范围为0.19pF至7.1pF。

实施例3

如图1所示，本例晶体管为HBT晶体管，短路第一电容4，其他结构与实施例1相同，此处不再赘述。

图4为本例偏置电压与电容变化关系图，从中可看出当频率为2GHz，偏置电压从0V变到10V时，其端口电容的变化范围为0.11pF至360pF。

从理论推导和以上实施例可以看出，本发明的变容结构能用于多种晶体管，其偏置电压、变容范围、电容值及变容比可以在很大的范围内调整，具有很大的实际应用价值。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。