一种双频分支线耦合器的制作方法

本发明涉及射频微波领域，具体涉及一种具有宽频比的双频分支线耦合器。

背景技术：

3dB分支线耦合器是微波工程中的基本器件，由于其结构简单，可将输入信号转化为两路等幅、正交输出信号且可实现良好的隔离特性，在微波电路与系统中广泛应用。随着无线通信的快速发展，通信系统运行在不同的通信标准与不同的频段上，例如中国移动通信的GSM上行运行在890MHz-909MHz，TD-LTE运行在2300MHz-2400MHz，因此，工作在双频段乃至多频段的3dB分支线耦合器引起了广泛的研究。

文献“Anovel approach to the design and implementation of dual-band compact planar 90branch-line coupler[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2004,52(11):2458-2463.”通过替换传统3dB分支线耦合器的四条耦合臂为π型双频阻抗变换器，从而实现了双频工作的分支线耦合器。但是，在保证电路尺寸小的情况下，上述耦合器只能实现1.7到3.75的频率比。

文献“Design of dual-band-3dB couplers with a wide range of dual-band frequency ratios[J].Electronics Letters,2016,52(14):1231-1233.”提出了一种利用耦合线加载枝节的方式实现了频率比为2.75到5的分支线耦合器，由于其在输入输出端采用了耦合线结构，因此对加工精度要求高。

文献“A novel compact dual-band branch-line coupler[C].2009Asia Pacific Microwave Conference.IEEE,2009:2595-2597.”提出了一种在传统分支线耦合器的传输线中间加载开路枝节，在端口加载短路枝节的双频分支线耦合器。由于该耦合器结构具有设计变量，设计过程十分繁琐，并且可实现的频率比调节范围也小。

文献“A stub tapped branch-line coupler for dual-band operations[J].IEEE microwave and wireless components letters,2007,17(2):106-108.”提出了一种通过替换传统3dB分支线耦合器的四条耦合臂为T型双频阻抗变换器，从而实现双频工作。但在更高频率比时，该耦合器难以实现小型化。

已有报道的双频分支线耦合器的设计方法中，有通过加载集总元件、利用耦合线结构或者采用理论可行的高阻抗线等方案，但是这些方案要么损耗高，要么不利于加工甚至无法工程实现。目前，很少有同时实现尺寸小、损耗低、频率比调节范围宽等特性的双频段分支线耦合器。因此，如何实现尺寸小、损耗低、频率比调节范围宽的双频分支线耦合器，是微波工程中富有挑战性的课题。

技术实现要素：

针对现有技术及其问题，本发明的目的在于提供一种具有宽频比的双频分支线耦合器。本发明通过在传统分支线耦合器的四条耦合臂的中间加载枝节实现双频功能，并且在耦合器的四个端口加载枝节实现更宽频率比的调节范围。该耦合器可以实现在两个频段下各端口的理想匹配和端口间的理想隔离，以及两个频段下的正交输出。该双频分支线耦合器仅由微带线构成，不需要集总元件，具有低损耗、容易加工实现的特点；同时，该耦合器全部由四分之一波长开路或者短路枝节构成，在微带线可实现的阻抗范围内(通常认为在20到130欧之间)，可实现频率比的范围为：1.75-2.4，3.95-8。因此，该双频分支线耦合器也具有尺寸小、频率比可调节范围大的特点，具有广阔的应用前景。

本发明由以下技术方案实现：

一种具有宽频比的双频分支线耦合器，两个工作频段的中心频率分别为f₁、f₂，f₂>f₁，其结构如图1所示，包括第一对传输线11和第二对传输线12，在第一对传输线11两端分别设有端口1和端口2，在第二对传输线12两端分别设有端口3和端口4，端口1和端口4通过第三对传输线13连接，端口2和端口3通过第三对传输线14连接，此时，四对传输线11、12、13、14形成闭合矩形结构；

所述四对传输线，每一对均由两个枝节串联而成；对于第一对传输线11及第二对传输线12，其各自的两个枝节中间分别加载有一个并联枝节16；对于第三对传输线13及第四对传输线14，其各自的两个枝节中间分别加载有一个并联枝节15；

端口1、2、3、4处分别加载有一个并联枝节17；

特别要指出的是该耦合器中每个枝节的长度是对应于两个工作频率f₁、f₂的中心频点f₀＝(f₁+f₂)/2的四分之一波长。

进一步的，若要实现频率比不大于3，即f₂/f₁≤3，则此时所述并联加载枝节15、16、17的末端均为短路；若要实现频率比大于3，则此时所述并联加载枝节15、16、17的末端均为开路。

进一步的，为使电路紧凑尺寸小，可将加载枝节15、16和17放在所述矩形结构内部。

进一步的，所述第一对传输线11的两个串联枝节的归一化特性阻抗Z₁₁与第二对传输线12的两个串联枝节的归一化特性阻抗Z₁₂相等，且可由以下公式确定：

$Z_{11}=Z_{12}=\frac{1}{2*sin\left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)},$

其中，k为频率比：k＝f₂/f₁。

同理，所述第三对传输线13的两个串联枝节的归一化特性阻抗Z₁₃与第四对传输线14的两个串联枝节的归一化特性阻抗Z₁₄相等，且可由以下公式确定：

$Z_{13}=Z_{14}=\frac{1}{\sqrt{2}*sin\left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}.$

进一步的，若要实现频率比不大于3，即f₂/f₁≤3，则此时所述并联加载枝节15、16、17的归一化特性阻抗Z₁₅、Z₁₆、Z₁₇可由以下公式确定：

$Z_{15}=\frac{-\sqrt{2}*\cot \left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(4*\cos (\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-2*\sqrt{2})},$

$Z_{16}=\frac{-\cot \left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(4*cos(\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-2*\sqrt{2})},$

$Z_{17}=\frac{-\sqrt{2}*\cot \left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(2*\cos (\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-\sqrt{2})(1+\sqrt{2})};$

若要实现频率比大于3，则此时所述并联加载枝节15、16、17的归一化特性阻抗Z₁₅、Z₁₆、Z₁₇可由以下公式确定：

$Z_{15}=\frac{\sqrt{2}*tan\left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(4*cos(\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-2*\sqrt{2})},$

$Z_{16}=\frac{tan\left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(4*cos(\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-2*\sqrt{2})},$

$Z_{17}=\frac{\sqrt{2}*tan\left(\frac{\mathrm{\π}}{1+k}\right)}{(2*cos(\frac{\mathrm{\π}}{1+k})-\sqrt{2})(1+\sqrt{2})}.$

本发明具有如下优点：

本发明提供了一种具有宽频比的双频分支线耦合器，该耦合器仅由微带单线构成，不需要集总元件和耦合微带结构，因此损耗较低，结构简单，容易加工实现；同时，该耦合器全部由四分之一波长枝节构成，在微带线可实现的阻抗范围内(通常认为在20到130欧之间)，可实现频率比的范围为：1.75-2.4,3.95-8；因此，该双频分支线耦合器具有尺寸小、频率比可调节范围大的特点，具有广阔的应用前景。

附图说明

图1为本发明提供的分支线耦合器的结构拓扑图；

图2为本发明实施例1提供的分支线耦合器的直通端和耦合端插入损耗的仿真结果；

图3为本发明实施例1提供的分支线耦合器的输入端回波损耗及隔离度的仿真结果；

图4为本发明实施例1提供的分支线耦合器的耦合端与直通端之间相差的仿真结果；

图5为本发明实施例2提供的分支线耦合器的结构拓扑图；

图6为本发明实施例2提供的分支线耦合器的直通端口和耦合端口插入损耗的仿真及测试结果；

图7为本发明实施例2提供的分支线耦合器输入端回波损耗及隔离度的仿真和测试结果；

图8为本发明实施例2提供的分支线耦合器耦合端与直通端之间相差的仿真和测试结果。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细描述。

实施例1

基于本发明实现的中心工作频率在1GHz和8GHz的双频分支线耦合器的拓扑结构图如图1所示，其直通端口2与耦合端口3的幅度不平衡度为±0.5dB；耦合端口3与直通端口2两路输出的相位差∠31-∠21在1GHz为90°±2.5°，在8GHz为-90°±2.5°；端口回波损耗大于15dB；直通端口2和耦合端口3之间的隔离度大于15dB。具体设计参数为：第一对传输线11、第二对传输线12对应的两对串联微带线特性阻抗为73Ω，第三对传输线13、第四对传输线14对应的两对串联微带线对应的特性阻抗为103Ω，枝节17对应的两对开路微带线枝节的特性阻抗为23Ω，枝节16对应的一对开路微带线枝节的特性阻抗为20Ω；枝节15对应的一对微带线开路枝节的特性阻抗为27.6Ω；其直通端口2和耦合端口3插入损耗的仿真结果如图2所示；回波损耗和隔离度的仿真结果如图3所示；耦合端口3与直通端口2之间的相差∠31-∠21仿真结果如图4所示。

实施例2

基于本发明实现的中心工作频率在2.4GHz和5.2GHz的双频分支线耦合器，其直通端口与耦合端口的插入损耗的不平衡度为0.5dB；耦合端口与直通端口两路输出的相位差在2.4GHz为90°±2.5°，在5.2GHz为-90°±2.5°；端口回波损耗大于15dB；输入端口和隔离端口之间的隔离度大于15dB。本实施例采用微带传输线，介质基板的相对介电常数为2.65，介质板厚度为1mm，其拓扑结构如图5所示，各部分具体参数如下：

S1为特性阻抗50欧姆的输入、输出端口传输线，对应的微带线宽度为2.71mm，长度为4mm；

S2为特性阻抗29.8欧姆的传输线，对应的微带线宽度为5.3mm，长度为29.7mm；

S3为特性阻抗42.2欧姆的传输线，对应的微带线宽度为3.8mm，长度为28.1mm；

S4为特性阻抗59.7欧姆的传输线加载短路枝节，对应的微带线宽度为1.85mm，长度为12.9mm；

S6为特性阻抗51欧姆的传输线加载短路枝节，对应的微带线宽度为2.64mm，长度为13.3mm；

S7为特性阻抗51欧姆的传输线加载短路枝节，对应的微带线宽度为1.46mm，长度为9.73mm；

S5金属化过孔，对应的孔直径为0.8mm。

本发明实施例2设计的样件经加工测试，与仿真结果进行比较，其结果如图6、7、8所示。结果表明，本实施例提供的中心工作频率在2.4GHz和5.2GHz的双频分支线耦合器，由于加工误差中心工作频率2.4GHz偏移至2.46GHz，5.2GHz偏移至5.38GHz。在2.46GHz直通端的插入损耗S21和隔离端口的插入损耗S31分别为3.2dB和3.7dB，输入端口的回波损耗S11、输入端口和隔离端口的隔离损耗S41均大于15dB，耦合端口和直通端口之间的相位差∠31-∠21为-91.7°；在5.38GHz直通端口的插入损耗S21和隔离端口的插入损耗S31分别为4.2dB和4.3dB，输入端口的回波损耗S11、输入端口和隔离端口的隔离损耗S41均大于15dB，耦合端口和直通端口之间的相位差∠31-∠21为-90°；上述测试结果满足要求。

从实验结果可知，本发明具有结构简单、电路排布紧凑、占用面积小、易于实现、且具有频率比调节范围宽的特点，具有广阔的工程应用前景。