高频线路的制作方法

本发明涉及一种向光调制器等的调制电极施加电信号的高频线路。

背景技术：

随着近年爆发性的数据通信量的增大，要求光通信系统的大容量化，并且所使用的光学部件的集成化、复杂化、信号的高速化正在被推进。在这些光学部件之中，例如，可列举出光调制器。最近，为了增大传输容量，正逐渐应用一种以马赫-曾德尔(mz:mach-zehnder)调制器作为基础的光i/q调制器(例如，参照非专利文献1)在两种偏振光用中被集成了两个的偏振复用光i/q调制器(总计四个马赫-曾德尔调制器被集成而构成)，该马赫-曾德尔调制器是与qpsk(quadraturephaseshiftkeying：正交相移键控)、16qam(16quadratureamplitudemodulation：16正交幅度调制)等的多级调制相对应的调制器。

虽然该偏振复用光i/q调制器能生成100gbit/s级的光调制信号，但此时需要向芯片内的各马赫-曾德尔调制器输入几十ghz符号率的高速电信号。通常，经由偏振复用光i/q调制器模块组件的rf接口输入的高频信号，通过模块组件内的高频布线基板，最终供给至偏振复用光i/q光调制器芯片。此时，为了抑制电损耗、串扰，尽量缩短高频布线基板与偏振复用光i/q光调制器芯片之间连接的接线是至关重要的。

为此，需要在偏振复用光i/q光调制器芯片内带着高频布线，将芯片的rf接口拉到芯片的端部。图1中示出了一种在si-inp基板上形成的50ω类的微带线与inp类的光波导交叉的偏振复用光i/q调制器的结构。其结果，不可避免地使连接于调制电极102的高频布线103与传输光信号的光波导101产生交叉。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：nobuhirokikuchi,etal.，“80-gb/slow-driving-voltageinpdqpskmodulatorwithann-p-i-nstructure”，ieeephotonicstechnologyletters，vol.21，no.12，june15，2009.

技术实现要素：

这里，根据将高频布线与光波导交叉的状况进行模拟后的结果，对高频布线与光波导的交叉的电损耗和特性阻抗产生的影响进行说明。在图2a、图2b中，分别示出在模拟中使用的、无光波导交叉的微带线和有光波导交叉的微带线的模型。在模拟中假定线路的长度为1.4mm，偏振复用光i/q调制器由四个马赫-曾德尔调制器构成，根据与光波导最大交叉7次而设定交叉数为7次来进行计算。作为模拟方法，针对将1.4mm的线路进行7等分而得到的200μm的一个分段，计算无光波导交叉的情况、有光波导交叉的情况，通过将所得结果(矩阵)相乘，对1.4mm线路整体进行计算。

在图3a、图3b中，分别示出在微带线与光波导交叉的有无中各自的电损耗(s21特性、50ω类)和特性阻抗的模拟结果。示出了光波导与高频布线有交叉与无交叉相比，插入损耗(s21)增大，特性阻抗上升。

这样，在偏振复用光i/q调制器等的现有的高频布线中，存在通过与光波导的交叉而使高频线路的特性显著恶化的问题。

本发明是鉴于上述问题而做出的发明，其目的在于，提供一种具备能抑制在与光波导交叉的高频布线中产生阻抗变化、电的过量损失的结构的高频线路。

为了解决上述问题，本发明是包含电介质、信号电极以及接地电极的、用于传输高频电信号的高频线路，其特征在于，具有以下结构：在将所述高频线路分割成短于所述高频电信号的波长的长度的分段时，使包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述信号电极、所述接地电极以及所述电介质的特性阻抗与不包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述特性阻抗相同。

本发明的另一个方案的特征在于，包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述信号电极具有两种以上不同的宽度。

本发明的另一方案的特征在于，包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述信号电极具有两种以上不同的厚度。

本发明的另一方案的特征在于，包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述信号电极与所述接地电极的间隔具有两种以上不同的距离。

本发明的另一方案的特征在于，包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述电介质具有两种以上不同的介电常数。

本发明的另一方案的特征在于，包含所述高频线路与光波导的交叉的分段的所述电介质具有两种以上不同的厚度。

本发明的另一方案的特征在于，所述高频线路为微带线。

本发明的另一方案的特征在于，所述高频线路为共面线。

本发明的另一方案的特征在于，所述高频线路为带接地共面线。

发明效果

根据本发明，能抑制在与光波导交叉的高频布线中产生阻抗变化、电的过量损失。

附图说明

图1是表示具有微带线的偏振复用光i/q调制器的结构的图。

图2a是表示在模拟中使用的、无光波导交叉的微带线的模型的图。

图2b是表示在模拟中使用的、有光波导交叉的微带线的模型的图。

图3a是表示在微带线与光波导交叉的有无中各自的电损耗(s21特性、50ω类)的模拟结果的图。

图3b是表示在微带线与光波导交叉的有无中各自的特性阻抗的模拟结果的图。

图4a是本发明的第一实施方式的高频线路的俯视图。

图4b是本发明的第一实施方式的高频线路的图4a的ivb-ivb剖视图。

图4c是本发明的第一实施方式的高频线路的图4a的ivc-ivc横向剖视图。

图4d是本发明的第一实施方式的高频线路的图4a的ivd-ivd横向剖视图。

图5a是表示在模拟中使用的、无光波导交叉的微带线的模型的图。

图5b是表示在模拟中使用的、有光波导交叉的微带线的模型的图。

图5c是表示在模拟中使用的、在有光波导交叉的情况下具有使用了第二信号电极部325的补偿结构的微带线的模型的图。

图6a是表示在微带线与光波导无交叉的情况、微带线与光波导有交叉的情况、有光波导交叉的情况下具有使用了第二信号电极部325的补偿结构时的电损耗(s21特性、50ω类)的模拟结果的图。

图6b是表示在微带线与光波导无交叉的情况、微带线与光波导有交叉的情况、有光波导交叉的情况下具有使用了第二信号电极部325的补偿结构时的特性阻抗的模拟结果的图。

图7a是本发明的第二实施方式的高频线路的俯视图。

图7b是本发明的第二实施方式的高频线路的图7a的viib-viib剖视图。

图7c是本发明的第二实施方式的高频线路的图7a的viic-viic横向剖视图。

图7d是本发明的第二实施方式的高频线路的图7a的viid-viid横向剖视图。

图8a是表示模拟有无光波导交叉在50ω设计的带接地共面线的电损耗(s21特性)上的特性区别的例子的图。

图8b是表示关于50ω设计的带接地共面线的特性阻抗，模拟了光波导交叉的有无下的特性的差别的例子的图。

图9a是本发明的第三实施方式的另一带接地共面线的俯视图。

图9b是本发明的第三实施方式的另一带接地共面线的图9a的ixb-ixb剖视图。

图9c是本发明的第三实施方式的另一带接地共面线的图9a的ixc-ixc横向剖视图。

图9d是本发明的第三实施方式的另一带接地共面线的图9a的ixd-ixd横向剖视图。

图10a是本发明的第四实施方式的另一微带线与带接地共面线的折中结构的俯视图。

图10b是本发明的第四实施方式的另一微带线与带接地共面线的折中结构的图10a的xb-xb剖视图。

图10c是本发明的第四实施方式的另一微带线与带接地共面线的折中结构的图10a的xc-xc剖视图。

图10d是本发明的第四实施方式的另一微带线与带接地共面线的折中结构的图10a的xd-xd横向剖视图。

图10e是本发明的第四实施方式的另一微带线与带接地共面线的折中结构的图10a的xe-xe横向剖视图。

具体实施方式

以下，针对本发明的实施方式进行详细说明。

(第一实施方式)

在图4a中示出本发明的第一实施方式的高频线路的分段单位的俯视图，在图4b中示出其ivb-ivb剖视图，在图4c中示出其ivc-ivc横向剖视图，在图4d中示出其ivd-ivd横向剖视图。本实施方式的高频线路为微带线，其基本结构是在si-inp基板301上依次层叠接地电极302、电介质层304、信号电极305而成。另外，如横向剖视图所示，在横切高频线路305的形态下，交叉着inp类半导体的光波导芯303。

如图4b的剖视图、图4d的横向剖视图所示，由于存在该光波导交叉，所以高频线路的接地电极302沿着传输方向被局部中断，并且，电介质层304的局部被替换为inp类材料，使接地电极302与信号电极305之间的介电常数发生局部改变。这就表示，高频线路的特性阻抗在光波导交叉区域发生变化，如现有技术那样，信号电极在传输方向上为均匀的结构的情况下，会诱发电的过量损失。

如上所述，在与无光波导交叉相比较，无补偿结构且有光波导交叉的情况下(在传输方向上为均匀的结构)，s21特性恶化(电损耗增大)，特性阻抗显著上升。若特性阻抗与设计偏离，则引起电信号的反射，使特性恶化。

对此，如图4a～图4d所示，在本实施方式中，在将高频线路均分成的分段单位中，沿着高频线路的传输方向，在包含光波导交叉的固定区域内，将信号电极305的宽度局部扩大。在微带线中，当将信号电极305的宽度的局部从w1扩大至w2时，相比宽度为均匀的w1，具有降低特性阻抗的效果。

各分段的长度(l1-1+l2+l1-2)被设定为远小于所输入的高频电信号的波长的长度(通常在1/10左右以下)。由此，能将包含前后的高频线路的整体的特性阻抗认为是根据宽度w2的第二信号电极部325与前后的宽度w1的第一信号电极部315的长度之比进行求和平均后的特性阻抗。因此，可以根据所需的特性阻抗与所允许的第二信号电极部325的长度l2来设定第二信号电极部325的电极宽度w2。

在图5a～图5c中，分别示出在模拟中使用的、无光波导交叉的微带线、有光波导交叉的微带线、有光波导交叉的情况下，具有使用了第二信号电极部325的补偿结构的微带线的模型。并且，在图6a，图6b中，示出在微带线与光波导无交叉的情况、微带线与光波导有交叉的情况、有光波导交叉的情况下，具有使用了第二信号电极部325的补偿结构的情况下电损耗(s21特性、50ω类)与特性阻抗的模拟结果。根据图6a、图6b，通过具有使用了第二信号电极部325的补偿结构，能确认抑制光波导交叉所产生的电损耗(s21)上升、特性阻抗上升的效果。

需要说明的是，在本实施方式中，虽然示出了增大微带线的信号电极305中包含光波导交叉区域的第二信号电极部325的宽度w2的例子，但只要是某一固定区域，例如只要使200μm的分段平均达到所需特性阻抗即可，因此相反地，也可以使光波导交叉区域前后的第一信号电极部315的信号电极的宽度w1大于第二信号电极部325的宽度w2。

(第二实施方式)

在图7a中示出本发明的第二实施方式的高频线路的分段单位的俯视图，在图7b中示出其viib-viib剖视图，在图7c中示出其viic-viic横向剖视图，在图7d中示出其viid-viid横向剖视图。本实施方式的高频线路为带接地共面线，其基本结构是在si-inp基板701上依次层叠下层接地电极702、电介质层704、信号电极705和上层接地电极706而成。另外，如横向剖视图所示，在横切高频线路的形态下，交叉着inp类半导体的光波导芯703。

如在第一实施方式中所述，由于存在该光波导交叉，使下层接地电极702与信号电极705之间的介电常数发生局部改变。这就表示，高频线路的特性阻抗在光波导交叉区域中发生变化，与现有技术一样，在信号电极为传输方向上均匀的结构的情况下，会诱发电的过量损失。

在图8a、图8b中，示出关于50ω设计的带接地共面线的电损耗(s21特性)和特性阻抗，将光波导路线的有无下的特性的差别进行了模拟的例子。在计算中，与第一实施方式相同，将线路的长度设为1.4mm，有交叉时的交叉数设为7次来进行了计算。

如图8a、图8b所示，与无光波导交叉相比，在有光波导交叉且无补偿结构的情况(在传输方向上为均匀结构)下，能确认s21特性恶化(电损耗增大)，特性阻抗上升。

这里，如图7a～图7d所示，在本实施方式中，在将高频线路均分成的分段单位中，沿着高频线路的传输方向，在包含光波导交叉的固定区域内，将信号电极705的宽度局部扩大。在带接地共面线中，当将信号电极705的宽度的局部从w1扩大至w2时，相比宽度为均匀的w1，具有降低特性阻抗的效果。

该分段的长度(l1-1+l2+l1-2)被设定为远小于所输入的高频电信号的波长的长度(通常在1/10左右以下)。由此，包含前后的高频线路的整体的特性阻抗能认为是根据宽度w2的第二信号电极部725与前后的宽度w1的第一信号电极部715的长度之比进行求和平均后的特性阻抗。因此，可以根据所需的特性阻抗与所允许的第二信号电极部725的长度l2来设定第二信号电极部725的电极宽度w2。

在具有使用了宽度w2的第二信号电极部725的有补偿结构(宽幅信号电极)的情况下，如图8b所示，尤其能确认特性阻抗上升的抑制效果。

需要说明的是，在本实施方式中，示出了增大带接地共面线的信号电极705中包含光波导交叉区域的第二信号电极部725的宽度w2的例子，但只要是某一固定区域，例如使200μm的分段平均达到所需特性阻抗即可，因此相反地，也可以使光波导交叉区域前后的第一信号电极部715的信号电极的宽度w1大于第二信号电极部725的宽度w2。

(第三实施方式)

另外，在图9a中示出本发明的第三实施方式的带接地共面线的俯视图，在图9b中示出其ixb-ixb剖视图，在图9c中示出其ixc-ixc横向剖视图，在图9d中示出其ixd-ixd横向剖视图。如图9a所示，信号电极905的宽度一样，扩大上层接地电极906在光波导交叉区域的宽度，改变信号电极905与上层接地电极906的间隔，具体而言使其变窄也可以。在有该补偿结构(窄sg间隙电极)的情况下，如图8b所示，也能确认特性阻抗上升抑制效果以及电的过量损失增大抑制效果。

(第四实施方式)

在图10a中示出微带线与带接地共面线的折中结构的俯视图，在图10b中示出其xb-xb剖视图，在图10c中示出其xc-xc剖视图，在图10d中示出其xd-xd横向剖视图，在图10e中示出其xe-xe横向剖视图。该结构，如图10e所示，在光波导交叉区域中与带接地共面线的上层接地电极706、906相同位置处存在接地电极1002，如图10d所示，在光波导交叉区域前后，与微带线一样地仅在si-inp基板1001上存在接地电极1002。对于这样的图10a～图10e所示的高频线路，与第一、第二实施方式同样地，通过对信号电极1005设置补偿结构，能抑制特性阻抗上升以及电的过量损失增大。

需要说明的是，在第一～第四实施方式中，例示出在信号电极、接地电极设置补偿结构的结构，但也可以使用能使特性阻抗变化的作为参数的电极的厚度、信号电极与接地电极的间隔、电介质层的介电常数、使厚度变化的补偿结构来代替该结构。

另外，在第一～第四实施方式中，示出了分别仅由微带线和带接地共面线构成高频线路的例子，但当然也可以在中途改变高频线路的基本结构。另外，信号电极、接地电极形成于电介质上且与其接触，但也可以使它们成为局部中空布线。

如以上的说明，通过使高频线路的局部结构根据与光波导的交叉而改变，就能抑制阻抗变化、电的过量损失产生。

附图标记说明

101光波导

102调制电极

103高频布线

301、701、901、1001si-inp基板

302、702、706、902、1002接地电极

303、703、903、1003光波导芯

304、704、904、1004电介质层

305、705、905、1005信号电极。