能可以通过研究该单端拓扑得到。外部 品质因数和耦合系数是设计滤波器最重要的两个参数，前者和耦合强度成反比，后者决定 了通带带宽。
[0107] 该滤波器的耦合方案如图8所示，其中节点S和L分别代表输入/输出端口，节点 1到4代表四个差分模（4到f d4)。其中两组是非同步模，这是因为L3R仅改变f &和f d3而心2和f ?保持不变，因此各组之间的两个模式之间的耦合系数为〇。输入/输出端口和 差模电路之间的親合被定义为Msi和Ma，i = 1，2, 3,4。源负载之间的親合可以改进通带选 择性。
[0108] (1)初始状态
[0109] 在初始状态（Cv= 0)，差模通带的详细设计指标如表1所示。
[0110] 表 1
[0112] 该谐振器的物理尺寸为：L1= 27. 4mm, L2= 2mm, L3= I. 6mm，这些参数可以通过计 算公式（3)-(6)得到。根据耦合矩阵分析技术，可以给出耦合矩阵
[0115] 其中，Mu分别代表差分低和高频通带的双模矩阵。理想情况下，Msi = M S2, Ms3= Ms4并且Msi= Ma。親合矩阵中的对角线Mii为：
[0117] 其中，f。和Af分别代表中心频率和绝对带宽。图7所示的线宽w。，w和间隙g同 时影响2丨），但是这些参数很难独立控制两个通带响应。除此之外，图7标注的馈线的连接 位置Lt也可以控制氐υ。调整Lt可以区别对待输入/输出端耦合以满足两个差分通带的性 能要求。可根据矩阵中元素 Msi计算得出
[0119] 计算出的低频通带品质因数高频通带品质因数忠图9绘出 gf与Lt的关系。根据图9示，馈线位置选择Lt= 9mm时满足设计要求。并且当Lt变大 时，紙变小同时Θ?轻微变大。该现象表明通过调节Lt能够实现权衡以满足迖°的要求。
[0120] 在初始状态，两个通带的带宽由L3决定。通过适当改变耦合臂的长度Ltl，具有良 好性能的频率响应能够优化得到。
[0121] (2)频率调节
[0122] 在本发明实施例中，通过增大Cv低频通带能够向下移动而高频通带保持不变。为 了在低频通带频率调节过程中实现好的通带性能，外部品质因数和耦合系数的变化应该对 应于工作频率呈反比例关系。如图3(a)和（b)，在增大Cv过程中，λ g/4谐振器的电长度 被延长，馈线被移动远离开路端，得到了变大的，同时起保持不变，如图9所示。另一方 面，在频率调节过程中，低频通带的带宽变化无法从固定的L#P零值耦合系数中得到。但 是通过把双模矩阵转化为二阶直接耦合矩阵可以得到非零的耦合系数m12，
[0124] 根据式⑶和（4)，4对(：￥的变化更加敏感。增大Cv使得f dl/fd2变大，得到逐 渐变小的m12。表2列出了不同Cv下的式和m12。由表2可知，当谐振频率向下调节时，Si 增大m12下降。因此，在低频通带的频率调节过程中所要求的C和m12之间的反比例关系能 被满足以实现好的通带。
[0125] 表 2
[0126]
[0127] 在一个实施例中，本发明实施例利用带隙效应对高频通带内的共模信号进行抑 制，并利用慢波效应对可调低频通带下的共模进行抑制。
[0128] (1)利用带隙效应对高频通带内的共模信号进行抑制
[0129] 参见图1，本发明实施例的可调差分滤波器，在一对邻近的差分信号线（第一方环 的第三边和第二方环的第一边）下面刻蚀两个DGS单元。由于地面仅仅是共模信号的回 路，因此可以在不影响差模信号的基础上抑制共模噪声。参见图1，两个环相邻的边可以近 似为相邻的差分线对，第一 DGS单元和第二DGS单元设置在该一对邻近的差分信号线，还可 避免增大电路尺寸。
[0130] 利用DGS单元的带隙效应，能够在阻带消除共模噪声。图10显示了一个由两个 DGS单元构成的共模抑制滤波器，改变DGS单元的尺寸，其差模和共模仿真结果被绘出。
[0131] 图10中带方形的仿真线，DGS单元的尺寸为I1X I2= 5. 2mm2。带圆形的仿真线， DGS单元的尺寸为I1X I2= 39. 4mm2。带三角的仿真线，DGS单元的尺寸为I1X I2= 18. 4mm2。 I3= 5. 6mm, 14= I. 6mm, I5=I6= 0. 2mm, w c= I. 8mm〇
[0132] 参见图11，参数11、12、13、1 4、15、16、￥中，￥。为介质基板上层微带线的宽度，14为 两条邻近微带线之间距离，其余为DGS单元结构尺寸。
[0133] 由小尺寸DGS单元构成的共模抑制滤波器在阻带呈现出很好的共模抑制特性。本 发明实施例通过选择合适尺寸的DGS，之2能被消除并且不影响1?.
[0134] 参见图9,由共模谐振频率。和f。3构成的区域A能够控制和移动到差模低频通 带相应的位置，则能够获得一定的共模抑制度。同时区域A能够随着Cv的增大向下移动。 因此，对于可调低频通带来说自适应的共模抑制可以实现。
[0135] (2)利用慢波效应对可调低频通带下的共模抑制
[0136] 当内嵌DGS单元被刻蚀在谐振器下面的时候，基于DGS的慢波效应，共模等效电路 的电流分布被干扰并且电流路径被延长。在不影响差模信号的基础上共模谐振频率被拉 低，由此可以分开重合的差模和共模。图12比较了加载不同数量的DGS单元之后的谐振 器的差模和共模频率响应。内嵌DGS单元和谐振器的尺寸分别为J1Xl2= 5. 2mm2, I3 = 4mm，I4= 2. 4mm，15= 1 6= 0· 2mm，L ! = 27. 4mm，L 2= 2mm，L 3= L 6mm，C v= 0· 4pF〇
[0137] 当加载内嵌DGS单元时，fjP f。基于慢波效应被向下移动。同时随着DGS单元 加载数量增多，慢波效应增强。当使用两个DGS单元时，共模信号的陷波正好与低频通带匹 配。
[0138] 除此之外，由于慢波效应的强度与谐振器上分布电流的幅值相关，因此DGS的位 置对于控制。和L3也非常重要。如图5(b)和（c)所示，UP L3均来源于λ g/4谐振器。
[0139] 图13模拟了在λ g/4谐振器上加载DGS单元的情况以研究其位置对谐振频率的 影响。相应的仿真结果在表3中列出，L越短得到的谐振频率越小。这是因为移动DGS单 元到了具有最大分布电流的短路点会增强慢波效应。该机制能够被用于调节共模抑制度。
[0142] 如图1所示，内嵌DGS单元的位置定义为d，它是DGS与对称线1之间的距离。在 分解之后DGS单元位于图5(b)和（c)所示共模等效电路中枝节L2的左侧。对于图5 (a)的 奇模电路，当d减小时DGS单元靠近短路点，L就像表3结果所示向下移动。相反对于偶 模电路而言减小d相当于移动DGS到开路端，此时DGS对谐振器的影响被削弱，因此之3向 上移动。。和L3伴随d改变的曲线如图14所示。拓宽UP匕3之间的间隔使得区域A 产生了更深的共模陷波。因此通过调节内嵌DGS单元的数量和区域A的位置，共模抑制位 置和抑制水平能够被优化。
[0143] 在一个实施例中，本发明实施例的可调差分双通带滤波器拥有一个可调 低频通带，其工作于多个GPS系统（I. 2-1. 5GHz)和一个固定高频通带，其应用于 802. 16WiMAX(3. 6GHz)。
[0144] 参见图15,在一个具体实例中，可调差分滤波器的各参数为w = Ojmi^w1= g = S = O. 2mm, L1= 27mm, L 2= 2mm, L 3= I.