成本低、输入范围宽的直流-直流电压开关变换调节器的制作方法

专利名称：成本低、输入范围宽的直流-直流电压开关变换调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于向汽车应用中的各种部件提供电力的低成本直流-直流电压开关变换调节器，它包括驱动输入端，用于接收电力并且向串联的第一开关元件馈电，在第一开关元件中设置了中间抽头，用于向外部电感器装置馈电，所述电感器装置向电力输出端馈电。
背景技术：
已经为其中固态元件和其它器件需要低压供电的许多应用设计了一些开关调节器。本发明人已经认识到，需要一种还能抵抗可能对汽车用电子设备造成损害的、来自启动电压浪涌的干扰的低成本解决方案。特别是，本发明的设备应当能够在不需要外部开关晶体管或自由振荡二极管的条件下工作。
此外，本发明人已经认识到，在接收较低驱动电压的过程中，一般没有车辆的启动功能是相关的，可忽略值、升压模式值以及降压模式值(以及最终可选的用于从降压适当地转变到升压的降压-升压模式)的不同输出电流电平表示相应的工作模式。

发明内容
因此，本发明的目的之一是通过使用适中的、因而不太昂贵的硬件支出来产生这三种备选模式。
因此，根据本发明其中一个方面，本发明的特征在于被配置成在低于第一阈值电压的驱动电压的控制下，输出可忽略的输出电流；在降压模式中，在高于第二阈值电压的驱动电压的控制下，通过所述第一开关元件的交替且彼此相反的导电状态输出降压模式平坦电流电平；以及在升压模式中，在处于所述第一和第二阈值之间的驱动电压的控制下，通过经由所述电感器装置驱动串联的第二开关元件的中间抽头，输出充分低于所述降压模式电流电平的升压模式平坦电流电平，所述第二开关元件的一个终端抽头构成所述变换器的输出端子。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，在所述升压模式中，所述第一串联开关元件通过单个所述开关元件的导电状态表示串联电阻。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，在所述降压模式中，所述第二串联开关元件通过单个所述开关元件的导电状态表示串联电阻。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，所述变换器的输出端子连接到内部反馈机构以检测输出电压。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，所有所述开关元件实质上相同。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，所述驱动输入端子是从输入电压电源经第一平滑电容器馈电的。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，所述输出端子经由第二平滑电容器接地。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，为了用作降压驱动器，所述外部电感器装置直接连接到所述输出端子，而禁用所述第二串联开关元件。
根据本发明的变换调节器的另一个实施例的特征可在于告警功能、复位功能或时钟调制器。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于用于内部开关元件的转换速率限制功能装置。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于，可切换输出具有接通限制功能，避免了调节器的电压下降，从而防止可能的复位。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于连接到调节器外部电感器装置的引脚，它们经过物理安排，使得连接到所述外部电感器装置的载流连接未包围任何平面，从而减小电磁干扰(EMI)效应。
根据本发明的变换调节器的一个实施例的特征在于应用三角调制后的工作频率函数的时钟调制器。


下面将参照本发明的最佳实施例的公开，特别是参照附图和表格，更详细地讨论本发明的这些及其它特征、方面和优点，其中图1是本发明的直流-直流电压开关变换调节器的整体配置；图2是该配置在降压模式中的使用；图3是该配置在升压模式中的使用；图4是用作降压模式驱动器的对该配置的修改；图5是用作5伏开关的本发明的配置；图6A、6B是这种配置在启动脉冲期间的特性；图7A、7B是这种配置用作最小电流提供机构时的特性；图8是监控电路的配置；图9是配备各种外部电路元件的直流-直流电压开关变换调节器的第一封装配置；图10是没有配备外部电路元件的直流-直流电压开关变换调节器的第二封装配置；图11是转换速率控制的各种工作模式；图12是时钟调制器的功能；以及图13是时钟调制器机构的配置。
具体实施例方式
表1是根据本发明的实施例的一般电源数据；表2是这种实施例的电参数；表3是这种实施例的启用数据；表4是这种实施例的复位数据；以及表5是这种实施例的告警数据。
在以下描述中，已经以框图形式表示了众所周知的电路，以免不必要的细节影响对本发明的说明。主要是省略了关于定时和处理考虑等的细节，因为这些细节对于获得本发明的全面理解是不必要的并且在相关领域的普通技术人员的常识以内。
现在参照各图，其中所描绘的元件不一定是按比例表示的，而且其中类似或相同的元件在各图中以相同的参考标号来标注。
以下特征和优点通过本文所述的实施例来实现。该装置可在2伏(第一阈值电压)到42伏(输入电压从3伏开始上升)之间的宽驱动电压范围中工作；特别是，它甚至在大众汽车启动脉冲所产生的干扰下仍然能工作。输出电压为5伏±2％。在驱动电压＞5伏时的平均输出电流为600毫安(最小需求)，驱动电压在2-5伏的范围内时的平均输出电流为200毫安(最小需求)。实际模式取决于输入电压(降压模式对升压模式)。该装置为低静态电流提供突发模式。该装置具备内部告警和复位机构。所需的电感器装置仅由小的单个简单电感器来表示。该装置具备同步整流功能，该功能在较低输出电流下被禁用。然后，内部晶体管二极管承受该电流。该装置具备EMI优化的时钟调制器和转换速率控制。该装置具备切换的5伏输出(5Vg)，同时带有启动电流限制。5Vg-开关最好是尽快地切换而不导致Vout的电压降低到复位阈值以下)。
具体优点如下。在标有“4b”的整个大众汽车启动脉冲期间，该装置提供5伏的输出电压。内部同步整流不管在什么工作模式下都会减小外部电气元件的所需数量，从而提高效率。用于调节5伏输出的内部分压器会减小必需的外部电气元件的数量。在常规工作条件下(降压模式)连续、小波动的输出电流会简化输出滤波器的设计。降压模式和升压模式通过仅利用单个简单电感器来实现。EMI优化的模拟时钟调制器和可缩放转换速率控制会减少外部旁路电容和滤波器的数量。配备启动电流(或输出电压降)限制机构的另外5伏开关(5Vg)会支持切断各种外部电路以得到较低的电流消耗。
图1说明本发明的直流-直流电压开关变换调节器的整体配置。电路核心20包括两个串联的第一开关元件22、26，它们的第一端子由端子34处的驱动电压馈电，第二端子接地。中间抽头24连接到外部电感器40的一个端子。电感器40的另一端子连接到串联的第二开关元件30、32的中间抽头28。串联的第二开关元件的一个端子连接到装置的输出端36，而另一端子接地。输出端36又连接到反馈机构38。
驱动电压由外部电源电压Vin提供，它经过平滑电容器42接地；这个电容器被视为只是可选的。同样，输出端36经过平滑电容器接地。各种开关的导通和截止状态由本图中未标出的时钟源来控制。通过外部同步，开关22和32同步工作，正如开关26和30同步工作一样，两对开关以相反的方式工作。
图2说明上述配置在降压模式中的使用，这时，驱动电压高于大约5伏(实际上是5.4V-5.6V)。在该情况下，上部的升压驱动开关元件30具有100％的导通占空度，仅表示所考虑的开关的低导通电阻。输出电压如图所示。该配置的其余部分如参照图1所述。
图3说明图1的配置在升压模式中的使用，具体来讲，这时驱动电压低于大约5伏(实际上是5.4V-5.6V)。现在，上部降压驱动开关元件22的占空度是100％，这个开关仅表示低导通状态电阻。下部的升压模式开关元件32具有低于85％的占空度。对于上部升压模式开关元件30，以下适用85％＜1-dc升压≤100％。
图4说明对图1的设置的修改，以便用作降压驱动器。这里，外部电感器40的右侧端子已经直接连接到端子36，使得实际上未使用开关元件30、32。上部降压模式开关元件22的占空度现在低于100％，而在图3的设置中它等于100％。
图5说明为用作5伏开关而进行修改后的上述配置。首先，开关模式电源20以及其它元件34、36、40、42、44对应于图1的那些相应部分。具体来讲，标号44处的电容器选择为47μF和90mΩ。在这些最坏情况值下，获得Vout的最小电容和5Vg-out的最大电容，在接通Vout的最大电压降期间产生。在右侧，添加以下电路。首先，元件50表示复位机构。其次，与上述开关的结构类似的附加开关54串联在端子36与最右边的端子60之间。通过滞后控制元件52(本身由5Vg启用信号来控制)，实现如框56中所示的启动电流限制功能，其中如图所示限定了斜率I/t。输出端子60具有启动受限电流并且配备了范围在0-150μF的电容器。
图6B说明在启动脉冲(如上述大众汽车启动脉冲4b)期间图6A中所示配置的特性，由标号70表示。这里，初始源电压是如汽车环境中常用的12伏。在几毫秒内，发动机的启动操作使这个电压下降到大约仅3伏，这个电压保持大约15毫秒。随后，它将恢复到5伏，在此保持适当的时间，例如1秒左右，随后在大约100毫秒内恢复其初始值。在点42(参考图1)，从源电压得到的电压UC-buffer＝Udriver72一般比曲线70低1伏，但在电压70的急剧下降沿期间除外。Udriver的下降沿或转换速率可取决于各种电路特性，所以其斜率可能比实际表示的要平缓些。
电子电路可由图6A来表示，具有桥接了两个内部彼此相反的整流器的SMPS逻辑74，这两个整流器经由电容器接地。如图所示，整个操作在大约6伏从降压模式变到低于线76的升压模式，但从未低于2伏的第一阈值，参考图7。
图7A、7B说明电路的提供最小值的输出电流对输入电压的特性曲线。在图7A中仍然表示该电路，并且电流电平表示为输入和驱动电压各自的函数。这里，第二电压一般低了1伏的大小。在较低阈值以下，输出电流可忽略，例如最多几毫安。当驱动电压升高时，电流迅速变为大约200毫安的基本平坦的升压模式值。当驱动电压升高到大约5伏以上时，电流迅速变为大约600毫安的基本平坦的降压模式值。只要电压不是比大约5伏高出许多(例如1伏的几分之一)，升压模式逐步变化到降压模式。在第二阈值以下，装置不启动是必要的。电流电平的平坦度一般在与为输出电压所指示的变化相同的百分比范围内。
图8说明用于产生告警和复位信号的监控电路的配置。输入80带有可产生告警条件的信号电平。复位阈值不取决于输入80告警检测电压信号电平；但是仅取决于输出电压，该电压由具有端子88的内部电阻分压器来检测。在滞后放大器84中与参考电压源82的比较可以控制晶体管92在其端子上产生告警输出信号。同样，在滞后放大器86中所述内部分压器端子88上的输出电压Vout与参考82的比较，可以经由延迟机构90、在外部电容器Cext定义的最小复位时间内，控制晶体管94在其端子上产生复位输出信号。
图9说明用于本发明的直流-直流电压开关变换调节器的第一封装配置，它简单地标识为VPSA，配备各种外部电路元件。功能引脚如下1.在工作中，引脚L1、L2连接到33μH和160mΩ的调节器外部电感器40。注意，这两个引脚的物理安排是这样的，电感器20与VPSA之间的载流连接未包围任何平面，从而减少EMI效应。
2.引脚Vdriver接收对VPSA的电力变换部分的供电。
3.引脚Vlogic在封装VPSA内部接收对除电力变换部分以外的所有元件的供电。为此，引脚Vdriver和Vlogic在内部通过未标出的二极管去耦合，允许加载Vlogic的缓冲电容器。此外，未标出的第二内部二极管用于将输出电压馈送给Vlogic。这种自持机构允许在Udriver＞2伏的供电范围中使用调节器，而不限制升压功能，因为电路电力是从5伏输出中得到的。
4.告警引脚Ain允许设置辨别电压，在此电压上强制性地产生Powergood信号。通过在输入二极管之前的外部电阻器设置适当的阈值，从而在Vbat＝8伏得到典型告警，在Vbat＝8.5伏以500mV滞后终止。应当指出，分压器位于输入二极管之后。
5.告警引脚Aout是将系统置于期望状态所必需的，它防止电源意外中断。在电气上，可以通过漏极开路或者通过集电极输出开路来实现。各种所需输出电平在表5中列出。
6.配置引脚REST用来确定微控制器的复位时间。实际复位需要在1-100毫秒之间的最小间隔。时间窗口通过在1-100nF范围内的电容来调节。
7.引脚Reset用来与开路集电极输出配合，驱动微控制器复位。在获得Vout提供电平之后启用通电复位功能，确保微控制器能够仅在允许的电压区间中复位。
8.Vout功能引脚用于输出调节后的5伏电源。其余引脚大部分是标准的。
9.引脚SCR0，1控制开关晶体管的相对陡度或转换速率值，如下所述以及如图11中所示。对于SCR(0，1)＝(0，0)、(0，1)、(1，0)和(1，1)，降压模式中SRT1的受控的相对陡度分别为100％、50％、25％和0％。降压-升压模式中SRT1的相对陡度分别为100％、100％、50％和50％。SR的最大值与最小值之差被视为100％。
10.功能引脚Rmod确定时钟调制器频率。12k4Ω电阻(41)值产生28kHz的调制频率。
11.引脚PGND是电源接地端，用作驱动器的地电位。
12.引脚Enable允许启用/禁用开关调节器。这个引脚与自动数据处理领域中众所周知的低速CAN收发信机TJA1054支持的信号“Inhibit”兼容。因此，这个引脚允许接通调节器。具体来讲，逻辑1使电路激活，而逻辑0和开路表示“未激活”。
13.引脚5Vg带有5伏输出。这个电压是经由接通电流限制器来提供的，用于避免可能随着经由电容性负载上电时击穿电压而产生的复位。具体来讲，逻辑1使电路激活，而逻辑0和集电极开路表示“未激活”。
14.引脚Cboot1/2连接外部自举电容，用于高端输入MOSFETT1。
15.引脚Csoftstart/test连接外部电容器，用于“软启动”功能。但是，这个功能最好移到电路内部，这能消除对外部C的需要。这允许增加新功能Iout＜10-45mA的小功率检测，需要外部电容器。
图10说明图9的直流-直流电压开关变换调节器的第二种最佳封装配置，但是没有提供各种外部电路元件。接着图9中所示的引脚，为了芯片制造商方便而提供了执行测试功能的附加引脚TEST。图9中的引脚GND和PGND在此配置中已组合成单个引脚。
对于EMI兼容性，系统包括时钟调制器机构；这允许开关调节器的频率调制；从而允许将干扰分布在频带上。首先，频率变化为ΔF＝1/2*(f2-f1)。调制率或调制系数为m＝ΔF/fT。函数f(t)允许根据m(t)＝m*f(t)描述时间相关的调制度。调制后的开关频率由fSC(t)＝fT+(fT*m(t))来描述。因此，时间相关的调制度m(t)允许改变调节器的开关频率。调制后的开关频率可以写成fSC(t)＝fT+(fT*m*f(t))。这可以简化成fSC(t)＝fT(ΔF*f(t))。频移的符号由调制频率f(t)来体现。
图12说明时钟调制器的功能。其它实现也是可行的。有利的是，调制器使用如图所示的三角函数，分在n个时段上。三角函数如下对于0≤t≤T/2，f(t)＝(4UREF/T)*t-UREF；对于T/2≤t≤T，f(t)＝-(4UREF/T)*(2t-T)/2+UREF。
这分别根据下式给出开关频率fSC(t)fT+fT*m*UREF*(4t/T-1)以及fT+fT*m*UREF*{(2T-4t)/T+1}。
电容器CMOD通过电流消耗放电并且通过电流源充电。充电和放电是由“控制器”来控制的。如果电压UC达到0伏，则电流源被启用，如果UC超过URFF两倍，则启用电流消耗再次使电容器放电。开关频率fSC(t)被调制在UC与UREF之间。频率发生器产生载频fT，它是控制和同步所需的。将载频除以10fT/10是下限。
图13中表示了时钟调制器。代替外部电容器，采用外部电阻器来调节。采用固定的调制深度，开关频率在指定范围中连续变化。
一般，调节器可用作“升高”、“降低”或者“升高/降低”调节器。模式自动随输入电压VDRIVER而切换，从而保持输出电压VOUT恒定。为了尽量减少外部元件的数量，所有模式以同步整流器的方式工作。
在降压模式中，晶体管T1(DCT1)的占空度设置电压VOUT。晶体管T1(22)的占空度可以在0到1之间调节，从而提供升压模式和降压/升压模式。在降压模式中T1的占空度为0＜DCT1≤1。控制逻辑使控制晶体管T2(26)的内部功率耗散能够减少。占空度DCT2直接从占空度DCT1得到DCT2＝1-DCT1。为了避免电流损耗，必须避免这两个晶体管同时导通。考虑到开关晶体管的导通和截止时间，占空度将会如下0＜DCT1≤1-DCT2OFF；DCT2＝1-DCT1-DCT1OFF。
对于降压模式，晶体管T3(32)不是必要的，并且截止。晶体管T3的占空度是DCT3＝0。晶体管T4(30)导通以减少功耗。晶体管T4的占空度是DCT4＝1-DCT3＝1。晶体管T3和T4的开关定时未考虑在内，因为在降压模式中，这些晶体管的逻辑控制在时间上是一致的。图4表示未使用所述晶体管30以避免内部功率耗散的配置。这不应影响降压模式功能。
如果输入电压VDRIVER低于5伏，则禁用降压模式。但是在2伏与大约5.6伏之间的电压范围中启用升压模式，以便确保5伏输出电压。在升压模式中晶体管T3的占空度DCT3设置输出电压VOUT。DCT3的占空度必须可在0＜DCT3＜0.7之间调节。为了减少功率耗散，控制逻辑使晶体管T4导通。晶体管T4的占空度为DCT4＝1-DCT3。为了避免缓冲电容器放电，必须防止两个晶体管T3和T4同时导通。考虑到导通和截止时间以及上述公式，相应的占空度为
0＜DCT30＜1-DCT4OFF；DCT4＝1-DCT3-DCT3OFF晶体管T1总是导通的。对于升压模式，不需要晶体管T2，其占空度可以等于0。开关晶体管T1、T2的定时在升压模式中是不相关的，因为它们的逻辑控制是与时间无关的。升压模式与降压模式之间的转变电压可能在于从5.5到6伏的输入电压范围。逻辑会自动选择升压模式和降压模式中适当的一个，比如在图6B的转变过程中适用的模式。在实际转变过程中，可能不会出现输出电压的振荡，也不会有交流分量叠加在直流电压上。
内部二极管D2(图7A)甚至在输入供电的低压时也确保调节器的功能，在输入瞬变过程中通过电容器C3提供稳定逻辑电压。内部二极管D1用于启动。如果这里使用晶体管来代替二极管，则晶体管可在Vout达到5伏时截止。二极管D2也称作第二内部二极管D2(图7A)，它从输出电压得出逻辑控制电压V-Logic。如果对于TINIT＞3ms，VDRIVER-供电是UDRIVER＝5伏，则调节器必须确保稳定的5伏输出电压，其中负载电流在指定范围中。在TINIT之后，该逻辑通过二极管D2供电。电压VDRIVER则可减至2伏。
现在，本发明已经参照其最佳实施例进行公开。本领域的技术人员应当认识到，只要不超过所附权利要求书的范围，可对其进行各种修改和变更。因此，实施例应当视为说明性的，不应当从那些实施例来分析除权利要求书中陈述的以外的任何限定。
表1电源

表25V输出开关(5Vg)

表3启用

表4复位

表5告警

权利要求
1.一种用于向汽车应用中的各种部件提供电力的低成本直流-直流电压开关变换调节器，它包括驱动输入端，用于接收电力并且向串联的第一开关元件(22，26)馈电，在所述第一开关元件中设置了中间抽头(24)以便向外部电感器装置(40)馈电，所述电感器装置向电力输出端(36)馈电，所述变换调节器的特征在于被配置成在低于第一阈值电压的驱动电压的控制下，输出可忽略的输出电流；在降压模式中，在高于第二阈值电压的驱动电压的控制下，通过所述第一开关元件(22，26)的交替且彼此相反的导电状态输出降压模式平坦电流电平；以及在升压模式中，在处于所述第一和第二阈值之间的驱动电压的控制下，通过经由所述电感器装置驱动串联的第二开关元件(30，32)的中间抽头，输出充分低于所述降压模式电流电平的升压模式平坦电流电平，所述第二开关元件的一个终端抽头(36)构成所述变换器的输出端子。
2.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，在所述升压模式中，所述第一串联开关元件通过单个所述开关元件(22)的导电状态表示串联电阻。
3.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，在所述降压模式中，所述第二串联开关元件通过单个所述开关元件(30)的导电状态表示串联电阻。
4.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，所述变换器的输出端子连接到具有内部电阻分压器的反馈机构(38)以便检测输出电压。
5.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，所有所述开关元件实质上相同。
6.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，所述驱动输入端子是从输入电压电源经第一平滑电容器(42)馈电的。
7.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，所述输出端子经由第二平滑电容器(44)接地。
8.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于，为了用作降压驱动器，所述外部电感器装置(40)直接连接到所述输出端子(36)，而禁用所述第二串联开关元件(30，32)。
9.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于告警功能(84，92)。
10.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于复位功能(86，90，94)。
11.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于时钟调制器。
12.如权利要求5所述的变换调节器，其特征在于用于内部开关元件(54，56)的边缘限制功能装置。
13.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于具有接通限制功能的可切换输出(5Vg)。
14.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于连接到调节器外部电感器装置(40)的引脚，它们经过物理安排，使得连接到所述外部电感器装置的载流连接未包围任何平面，从而减小电磁干扰效应。
15.如权利要求1所述的变换调节器，其特征在于应用三角时钟函数的时钟调制器。
全文摘要
为汽车应用中各部件供电而设计低成本直流－直流电压开关变换调节器。它包括驱动输入端，用于接收电力并向设置中间抽头(24)以向外部电感器装置(40)馈电的串联第一开关元件(22，26)馈电，电感器向电力输出端(36)馈电。它配置成在低于第一阈值电压的驱动电压控制下，输出可忽略输出电流；在降压模式中，在高于第二阈值电压的驱动电压控制下，通过第一开关元件的交替且相反的导电状态输出降压模式平坦电流电平；在升压模式中，在第一和第二阈值之间的驱动电压控制下，通过经由电感器驱动串联第二开关元件(30，32)的中间抽头，输出充分低于降压模式电流电平的升压模式平坦电流电平，第二开关元件的一个终端抽头(36)构成变换器的输出端子。
文档编号H02M3/04GK1518198SQ20041000164
公开日2004年8月4日 申请日期2004年1月8日 优先权日2003年1月8日
发明者A·米勒, A·罗梅罗-洛巴托, A 米勒, 仿 洛巴托 申请人:西门子公司