双相无刷直流电机的无传感器控制的制作方法

专利名称：双相无刷直流电机的无传感器控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及双相无刷直流电机，尤其涉及对这类电机的转子位置检测和换 向控制。
背景技术：
双相无刷直流(BLDC)电机广泛地应用于用来通风和冷却中央处理单元 (CPU)、图形处理器、电源和许多其它应用的风扇中。与有刷直流电机相比， BLDC电机的一个优点是重量较轻、加速较快、几乎不产生电噪声或噪音，并 且不需要维护(因为没有电刷的磨损)。随着需要强力冷却的电子设备使用的 增加，对冷却风扇的需求也持续增长。当越来越多的冷却风扇安装在越来越多 的产品上时，显然就需要提供低成本风扇方案来使终端产品的总成本保持较 低。此外，随着家庭和办公场所中风扇数量的增加，对使这些风扇尽可能地保 持安静和高效的需求也变得更加显著。BLDC电机的特性可很好地满足对风扇 的这些要求。BLDC电机包括其永磁体由具有线圈的定子来驱动的一个转子。永磁体上 的磁极数量和线圈数量都取决于电机的所需特性而变化。

图1A和1B示出了具 有四个转子磁极(两个磁极为N、两个磁极为S)和四个定子线圈(SC1至SC4) 的基本双相电机(在图1A中是相位1，在图1B中是相位2)。注意，对于风 扇电机而言，典型的配置是将定子物理地定位在中心而将转子定位在外侧。工 作的基本原理是相同的。上下线圈(线圈SC1和SC2)电连接形成第一组线圈， 左右线圈(线圈SC3和SC4)同样电连接形成第二组线圈。在双相电机中，两 组线圈不在中间点上直接相互连接，这与三相电机不同。每当电流流过一组线圈该组线圈就有源或通电，从而出现对转子磁体起作 用的磁场。在两相电机中，每当一组线圈有源时另一组是无源的。没有驱动电 流流过无源或者没有通电的线圈，就不会有助于形成可影响转子磁体的磁场。 转子磁体相对于定子线圈的方向确定何时通电一特定组线圈来获得所需电机 旋转。
施加流过线圈SC1和SC2的电流(使这些线圈通电)将把转子磁体的磁极推/拉向与线圈对准(相位l)。 一旦旋转之后，转子的惯性就将确保转子不 仅被吸引到这些有源线圈，而且还穿过这些线圈。转子磁体一穿过这些有源线圈就必须改变换向，使得另一组线圈(SC3和SC4)通电(相位2)，由此旋 转得以继续。如果在准确的瞬间实现这一换向就会改变由线圈产生的磁场，使 得它们永远不会减慢电机的运动。或者，如果换向进行得过早或者过晚，就会 在短时间内产生负扭矩，从而限制电机的总扭矩和速度。因此，必需知道转子 磁体相对于线圈的方位，以便于从电机获得最大的性能。双相BLDC电机的换向一般都是使用霍尔(Hall)传感器检测转子的方位 来控制的。霍尔传感器是一种对转子磁体所产生磁场的方位作出响应的磁性开 关。霍尔传感器可取决于是转子的N磁极还是S磁极面对着它来设置或者清除 其输出。如果霍尔传感器HS放置在线圈SC2和SC3之间的中间，如图1A和 1B所示，则霍尔传感器HS会在转子磁体对准线圈时改变它的输出。霍尔传感 器使得电机的控制系统能够知道何时换向定子线圈(使一组线圈断电而使另一 组线圈通电)，以便于保持所需的旋转。这类相当简单配置的一个缺点是霍尔 传感器需要准确的定位，以便于向电机控制器提供可靠信息。霍尔传感器也会 对原先并不昂贵的电机增加成本。BLDC电机受到它自身所产生的电动势(EMF)的很大影响。EMF是交变 磁场(例如，由于带有永磁体磁极的转子的转动所引起的)在电感器(即，定 子线圈)两端产生的电压。图2A至2F和图3示出了运动转子磁极N和S对 定子线圈SC1的影响。如图3所示，所产生的EMF电压具有取决于转子磁体 和线圈铁氧体芯的物理形状的波形，这里可以看到的是具有典型的梯形形状。 所产生EMF的幅度取决于磁场(由线圈所看到)的变化速率，在这种情况下 是随电机速度的变化速率。当电机达到一定的速度时，EMF所具有的幅度与用 于激励这些线圈的驱动电压相同，但方向相反。因为在定子线圈中感生了这一 "反向EMF (B-EMF)"，这就限制了流过励磁线圈的电流，而这一电流是产 生引起转子旋转的磁场所必要的。因此，对于任何给定的驱动电压存在着电机 的最大速度。对于三相BLDC电机而言，一般都采用基于无传感器反馈的换向控制方法， 其中电机的B-EMF可用于确定转子的方位。在物理结构上，三相电机采用三 个定子线圈连接着共同中心点的Y型结构，其中在工作的任意给定瞬间两个线
圈是有源的，而第三个线圈没有被驱动电压所励磁并被视为是无源线圈，以用作测量所产生的B-EMF的基准。因而，在三相BLDC电机中，只要有一个线 圈被认为是相对于三个线圈之间的中心点或者相对于彼此的无源线圈(无源线 圈有效地连接到在两个有源线圈之间建立的基准电位)，就可以测量B-EMF。 其结果是三相电机换向的最感兴趣瞬间是在B-EMF改变极性的时候，即信号 的零交叉。控制电机的速度可能是合乎需要的。例如，在冷却风扇应用中，基于外界 温度的速度允许在温度相对较低时速度较低(可相应减小功耗和噪声)，而在 温度变得高得多时可按需增加到较高的速度。可控制电机速度的一种方法是调 节施加于定子线圈的工作电压。然而，只有例如个人计算机(PC)的极少系统 可向其冷却风扇电机提供可调节工作电压。多速度电机的一个附加复杂因素是 励磁定子线圈所需的响应时间。在高速时，在施加驱动电压和获取流过线圈的 所需电流之间存在着相位滞后。该相位滞后可严重地影响换向的时序。在单一 电机速度时，时序可预先调节加以补偿。对于多电机速度，调节就变得更加复 杂。对于简单的PC冷却风扇， 一般都采用单一速度电机。发明内容本发明提供了一种适用于双相BLDC电机的控制系统。在双相电机的无源 线圈的两端之间使用了 B-EMF信号以确定何时进行流过定子线圈的电流换向。 一外部速度基准也被提供给换向控制。使用了方块(方波)换向以及一提前换 向技术来优化电机的速度性能。电机速度通过在换向方波信号上附加脉宽调制 (PWM)信号来控制。 一微控制器用来测量EMF和控制电机的换向，并且测 量定义电机所需速度的外部速度基准。具体地说，根据本发明的电机控制系统包括(a) —双相无刷直流电机， 它具有带有永磁体磁极的转子和带有两组交替磁性驱动转子的定子线圈；(b) 一驱动电路，以切换方式与定子线圈组相耦合，从而在连续换向时间间隔中所 述定子线圈组的交替选定之一耦合于电机电源电压并由其励磁，构成无源线圈 的另一组未连接定子线圈响应转子的运动在无源线圈上产生电动势(EMF)电 压；以及(c)微控制器，耦合成接收和测量无源线圈上的EMF电压并且从中 确定换向时间间隔，该微控制器也与驱动电路相耦合，以控制选择定子线圈的 励磁组的切换。
微控制器通过比较测量到的EMF电压与阈值电压来确定换向间隔，阈值电压可以是零交叉值、或者是可从适用于较高电机速度的提前换向的査找表中 获得的速度相关阈值。微控制器可包括双向计数定时器和比较计数器。比较计 数根据一外部速度基准确定。比较计数的每次匹配可触发用于定子线圈的脉宽调制(PWM)驱动的脉冲转变，且占空比对应于外部速度基准所指示的所需目 标速度。
附图简要说明
图1A和IB是示出类似于本发明所使用的双相BLDC电机的基本电磁设 计的示意图。在图1A和IB中示出的电机包括现有技术的霍尔传感器，这在本 发明中将是不需要的。
图2A至2F是示出图1A和图1B的电机(图中只示出了定子线圈之一SC1) 在不同旋转阶段中的局部示意图。
图3是示出当转子如图2A-2F中所示运动时，在定子线圈SC1中产生的 EMF电压与时间的关系的曲线图。
图4是示出根据本发明的电机控制系统的功能概观的示意框图。
图5是示出在较佳旋转方向上具有锥形空气间隙的典型双相电机设计的简 化剖面图。
图6A至6D是示出根据本发明的双相电机的各个定子线圈SC1 (图6A和 图6C)和SC2 (图6B和6D)上的EMF电压(图6A和6B)与激励电压(图 6C和6D)的时序图，其中示出了电机的方块或方波换向。
图7A至7D是分别示出在低速和高速电机速度下的EMF电压、激励电压 和所产生的线圈电流对应于零交越换向阈值的时序图。
图8A至8C是分别示出在高速电机速度下的EMF电压、激励电压和线圈 电流的时序图，它们说明了提前换向技术。
图9A和9B是EMF电压和激励电压的相应时序图，它们示出了用于电机 速度控制的激励电压的脉宽调制。
图IO是示出根据本发明的电机控制系统的一示例性实施例的示意电路图。
图ll是示出图10系统中的定时器/计数器电路的运行的时序图，该电路用 于产生图10中功率级的脉宽调制(PWM)线圈驱动控制信号。
图12至15是示出图10电机控制系统的一示例性微控制器软件例程的流
程图。其中，图12是流程图的概观图，而图13至15分别是电机的初始预定位例程、启动例程和无传感器换向例程。
具体实施方式
参阅图4，提供了根据本发明的示例性电机控制系统以控制双相BLDC电 机ll。可以看到有两个输入 一个输入13是外部速度基准，根据该速度基准 将电机速度调节到某一目标速度。该外部基准可以是例如温度传感器，用于传 感电机何时驱动冷却风扇。使用内部的模数转换器(ADC)电路将模拟温度信 号转换成相应的数字基准速度数据14。或者，外部基准可以是由具有变化占空 比周期的系统主机控制器产生的脉宽调制(PWM)信号。如下所述，电机速度 使用作为驱动定子线圈的激励电压的PWM信号直接控制，在这里不同的占空 比周期可产生不同的电机速度。任何类型的速度基准、温度等等都可加以测量 并用于建立所需电机速度。另一个输入是来自电机11的B-EMF反馈信号16。如以下将结合图10中 的EMF传感器117讨论的，测量无源线圈中的EMF只需要一个模拟信号16 反馈输入到阈值检测器17。该反馈信号16使用电压调节、测量和模数转换来 处理，然后阈值检测器17产生用于换向的时序控制信息18。 EMF阈值检测17 和换向控制19可由诸如微控制器、专用集成电路(ASIC)或者专用标准产品 (ASSP)集成电路的混合模数集成电路来进行。换向控制电路19接收基准速 度和时序控制信息，并且向电机ll的定子线圈提供驱动信号20。电机11物理设计中的一项考虑是确保电机在所需方向旋转。正确方向的 旋转对获得适当方向上的足够气流是必要的，因为大多数风扇叶片是优化成以 一个特定方向旋转的。由于双相电机的基本电磁形式(见图1A和图1B)相对 于特定旋转方向保持中性，因此大部分电机都通过将旋转的非对称性引入到其 物理形式来设计成具有较佳旋转方向。例如，对冷却风扇的典型电机设计包括 转子和定子之间的锥形空气间隙21，如图5所示。当转子磁体N和S与定子 铁氧体线圈23之间的空气间隙最窄时，该锥形使得受励磁定子线圈SC1至SC4 所产生的磁场趋于更强。结果是转子的静止位置在运动方向上趋向于下一个线 圈若干度，从而形成较佳的起始方向。然而，应该清晰地认识到，尽管电机具 有较佳的方向，但是不当换向会导致相反方向的旋转。再参阅图3，本发明使用双相BLDC电机的无传感器控制(无霍尔传感器)，
且定子线圈中所产生的B-EMF信号作为用于控制换向的反馈。EMF电压不仅 是在励磁定子线圈中产生的，从而限制了电机速度，而且也是在无源线圈中产 生的。可监测无源线圈中的EMF波形(例如如图3中所示)，并且将电压测 量值用于确定转子的位置。注意，每当转子磁体与线圈对准时，EMF就改变极 性(见图2A和图2F，以及图3中的对应时刻A和F)。该信息可用来控制何 时进行换向。
图6A至6D示出了称为方波(或方块)换向的技术。为了说明的目的， 将EMF和激励电压信号分量分别表示在不同的图中(图6A和6B是各个定子 线圈SC1和SC2的EMF分量；而图6C和6D是驱动各个线圈SC1和SC2的 激励电压信号)。事实上，EMF与激励电压是相混合的以给出一合成信号。
在方块换向中，线圈激励电压是由EMF电压的零交叉(极性变化)直接 触发的。注意，EMF电压相关于电机电源电压，并且因此在本发明中EMF零 交叉等于电机电源的电压电平。零交叉是电机换向的常用阈值，但是也可使用 其它阈值(例如，刚好在EMF信号的低端以上或者高端以下)，并且在某些 应用中可获得更好的性能。给定系统中存在的噪声以及测量小闽值电压电平的 能力都可以是换向阈值选择的因素。线圈的响应时间是另一重要的因素，并且 将在下文中相对于提前换向技术进行讨论。
这里示出的、并且在当今大多数风扇中使用的激励电压波形是方波。该方 波可以在最高速度下产生最佳的性能。旋转速度是风扇应用中的主要性能参 数。在其它电机应用中，可能需要使用不同的换向驱动波形，以优化某些别的 性能参数，诸如最小扭矩脉动或者最小电机噪声。
参阅图7A至7D，在准确确定何时换向时，在高电机速度下需要考虑线圈 的响应时间。图7A和7B基本上重复了来自图6B和6D的EMF电压和激励电 压分量，以便于参考。图7C和7D显示了在低电机速度和高电机速度时流过相 应线圈的电流。(注意，在低电机速度和高电机速度时的时间刻度归一化为共 同的相位角度以便于比较。在高速时，由于较高的旋转速度换向循环的周期较 短。)如图7C所示，在低电机速度时，流过线圈的电流与施加于线圈的激励 电压基本保持同相。图7D表示，在高电机速度时，由于线圈电感的影响，电 流和电压之间存在明显的相位滞后。因为流过定子线圈的电流确定了驱动转子 的磁场的强度和方位，所以相位的滞后意味着在磁场仍保持老方位时在各个所 需换向时间71 (在图7A中的EMF零交叉)之后存在时间间隔73。这就会对
转子形成阻力，从而影响电机的性能。随着速度的增加，滞后的相对相位也会 增加。
图8A至8C显示了对相位滞后问题的解决方案，从而可实现较高的电机速 度。思路是在较早的时间点上提前换向，直至定子电流与EMF零交叉同步地 翻转极性。不使用零交叉来触发换向变化而是调节阈值来提前换向。如图8B 所示，在时刻82切换激励电压，时刻82在EMF电压(图8A)零交叉的时刻 81之前。这就给了定子线圈的电流翻转极性的额外时间，正如图8C所示。具 体地说，在激励电压切换之后而在线圈电流还没有翻转极性之前的时间间隔83 现在提前到EMF零交叉81之前。现在的线圈电流使其零交叉或者极性翻转84 与EMF零交叉81同时进行。这就确保了线圈电流所产生的磁场在所需的时间 达到所需的极性。激励电压的提前换向可通过改变对EMF电压测量的阈值来 实现。换向控制器寻找另一个阈值电压，而不是查找EMF零交叉，因为就定 子线圈电感所引起的滞后来说寻找EMF零交叉太慢了。该阈值对应于EMF电 压波形的高端和低端，从慢电机速度的零或者接近于零变化到最大的绝对值。 用于控制器的查找表存储器可用于定义电机速度与提前换向所使用的阈值之 间的关系。
参阅图9A和9B，在许多电机应用中控制电机的速度例如以减小功耗和噪 声，同时仍获得风扇的足够冷却水平是合乎需要的。如上所述，所需速度可取 决于一外部基准，诸如测量温度。对于本发明而言，速度控制的一示例性方法 使用对施加于定子线圈的激励电压的脉宽调制(PWM)。 一微控制器控制电机 的激励电压，并且在激励周期93内可用一系列脉冲91导通和截止电压，如图 9B所示。(这里所示的示例适用于慢电机速度。对于较高的电机速度，也可采 用提前换向，从而在时间上较早地进入激励周期)。PWM输出的占空比周期 定义线圈的平均激励电压。例如，图9B示出了 50%的占空比周期，从而提供 是工作电压的50%的平均激励电压。线圈电感通常将脉动激励电压对线圈电流 的作用平滑到平均值，从而在转子速度中几乎不产生任何微小加速(噪声振 动)。然而，PWM信号的基频(重复频率)大于人耳容易听到的频率(例如， 接近于或者大约20KHz，尽管15KHz以上的频率也应当足够)是合乎需要的， 使得用户不太可能听到这种切换。
参阅图10，电机控制系统的一示例性硬件实现可包括带有内部ADC电路 块103和内部定时器电路块105的微控制器101。 ADC电路块可具有与一个或
者多个ADC电路相关联的I/O接口 107，例如用以接收和转换外部速度基准 109。定时器105可用于将PWM速度控制技术应用于各组定子线圈的换向。
双相BLDC电机111具有连接到电机电源电压V电机115、并连接到EMF 感测电路117和功率级119的定子线圈113和114。 EMF感测电路117是电压 电平调节器，用于通过电压分压器电阻网络测量两组定子线圈113和144之间 的相对电压。因此，感测电路117提供无源线圈的EMF电压的测量。(来自 有源线圈的信号可作为测量EMF时的接地基准，因为该测量仅仅在动子通过 驱动晶体管接地时进行。)所测量到的EMF电压是通过ADC模块103中的 ADC0电路提供给微控制器101的一个模拟信号。通过使用简单的电阻网络， 就有可能仅用提供给微控制器的一个模拟输入信号测量无源线圈的EMF(不管 哪个线圈真正无源)。或者，也可相对于电机电源电压或者接地电压分别对各 个线圈检测EMF电压，且ADC输入通道与功率级109 —起被控制和开关以便 仅仅测量没有通电或者无源的线圈。
在一示例性实施方式中，对ADC0所进行的EMF测量的处理是在定时器 电路105的定时器中断服务例程中进行的。为了确保中断有足够的时间来处理 和评价测量，ADC转换时间被设置成大约10ps。
微控制器101根据测量到的EMF电压、所需速度基准109以及提前换向 信息来激励在定时器块105中的PWM定时电路PWM0或者PWM1中的一个 或者另一个。功率级U9将作为驱动电压的PWM信号施加给在适用时段内有 源的那一个定子线圈113和114。功率级119可包括反相的驱动晶体管121和 123 (例如N沟道FET)，其输入与各个PWM定时电路PWM0和PWM1相耦 合，并且用作电机电源、适用定子线圈和接地之间的开关，从而控制流过相连 线圈的电流。
有源和无源定子线圈都连接到电机电源电压Vttt。当反相驱动晶体管连通 时(例如，当PWM控制信号二高时)，相应线圈也通过连通(导通)晶体管 接地，从而允许电流流过线圈。这就是线圈的有源(导通)相位。无源相位是 当晶体管截止时(即当PWM控制信号二低时)使得线圈不能有效导通。无源 线圈两端的电压是根据相关于电机电源电压V4机所产生的EMF电压来确定的。 运动的转子磁体感生出EMF电压，这在定子线圈的无源相位中大致呈正弦/梯 形电压波形。该波形相关于V电机电压，但也会在加速和减速期间受到有源线圈 的影响，因为有源线圈提供了与GND的连接(例如，是较短还是较长时间取
决于PWM占空比周期)。以稳定速度运行时，无源线圈中的EMF具有某一幅 度，该幅度不仅相关于转子磁体所引起的交变磁通量，也相关于由有源线圈的 驱动切换所引起的交变磁通量。当加速(或者减速)时，用于驱动有源线圈的 变化PWM占空比周期会影响在无源线圈中流过的EMF电流。这就会导致在 EMF电压的变化，这进而会影响应该在适当瞬间换向所使用的EMF检测阈值。 (下文中将讨论一种处理这一问题的方法。)
无传感器控制可对电机施加一低速限制。在非常低的电机速度时，EMF信 号具有较低的幅度(可能接近于微控制器中ADC电路的分辨限度)和较低的 信噪比。因此，较难将EMF信号用于极低电机速度的无传感器控制。但这对 于冷却风扇的应用一般不成问题，因为极低速度的运行不需要达到充分低的功 耗和低噪声特性。然而，其它需要极低速度运行的电机应用可能需要包括传感 器，例如霍尔传感器。
用来控制电机速度的两个PWM通道(图10中的PWM0和PWM1)都可 用具有两个PWM通道的加减定时器计数器的方式来实现。该定时器产生三个 事件用于设置或清除相应PWM输出的两个比较事件和一个溢流中断事件。
加减计数和最终的PWM输出如图11所示。加减计数器所依次产生的数值 用图11中的模拟形式表示为锯齿波。计数器输出与电机速度相关的、并且从 微控制器的ADC部分获得的输出比较数值OC0/OCl (两者相等)相比较。取 决于具体实施例，测量到的外部基准信号可直接用作比较计数，或者某些转换 函数(实现为査找表)可用于将测量到的外部基准映射到一比较计数值。输出 比较值OC0/OCl都是计数比较值，用于定义提供给驱动电路的PWM0和PWMl 控制信号的占空比周期。每当计数器输出与基准数值相匹配时，例如在时刻131 和132，就会产生PWM输出转变。不同的基准值会对PWM输出产生不同的占 空比周期。PWM控制信号在输出HIGH时使得驱动晶体管导通。对应于极低 电机速度的低占空比周期(计数值接近于0)不应该使用，因为EMF感测在低 电压幅值上是难以进行的。因此，实际上，根据ADC分辨率和系统的信噪容 差，基准值可具有容许的最小值。
使用加减模式的计数器的一个理由是，在计数底部(定时器数值=0)产 生的定时器溢流中断139始终在PWM输出肯定不切换的瞬间产生。如果这时 进行新EMF值的ADCO采样，则EMF值的ADCO测量就不会受切换噪声的影 响。对速度基准可在任何时间采样(例如，使用模数转换)，因为它不会受切
换噪声的影响。溢流中断也可用于触发微控制器执行中断服务例程，在该例程
中估计转子的位置，并且如果条件满足(即，如果从ADCO接收到的测量EMF 电压超过了给定阈值)就改变换向。
为了确保PWM基频大于听得到的频率，定时器时钟的频率应该足够高。 定时器的基频应该至少为15KHz。例如，具有9.6MHz时钟、缺省最高值为255 (对于8位的计数器)并且工作模式为加减模式的示例性定时器实施例将提供 的基频为9.6MHz/256/2-18.75KHz。这通常是可接受的。
参阅图12，双相电机控制的软件实现是从初始化(151)微控制器中的外 围部件、变量和计数器开始的。然后，转子进行预定位(153),这将在下文 中对照图13作进一步详细说明。接着，进行启动序列(155)，这将在下文中 结合图14作进一步详细说明。最后，在电机运行的同时重复进行电机的无传 感器换向(159)，这将在下文中结合图15作进一步详细说明。
现在参阅图13，对于BLDC电机控制的所有无传感器实现都一样的，启动 都是在没有可用反馈、并且事先不知道转子的位置的情况下进行的。如果启动 电机时不留意，电机会以错误的方向开始旋转。处理这一问题的一种方法是迫 使转子磁体在开始换向之前进入已知位置。这可通过简单地使一组定子线圈通 电、然后等待转子运动到与被激励线圈对准的已知位置上来实现。
电流的幅度将控制转子多快地到达所需位置。还必须考虑到线圈产生的磁 场不会瞬时地使转子陷入固定位置。相反，必须考虑机械响应和稳定时间。取 决于转子磁体的强度、线圈所产生的磁场以及转子的质量(惯性)，稳定时间 一般最高达几秒种。图13所示的示例性实现可根据预定义表格来增大激励电 压。因此，有可能将定位调整成适合电机的特定特性，以便于最小化达到和稳 定在所需初始位置所需的时间，例如通过避免目标位置的过冲。根据这一技术， 设置初始PWM占空比周期(161)，并且根据初始的PWM占空比周期首先驱 动所选择的定子线圈(例如，对应于换向相位l的线圈)。然后，驱动处理循 环(163)进行每次循环某预定持续时间(X毫秒)的不同PWM占空比周期(164) 的序列(11 = 0到占空比表格的大小)。
一旦完成了转子的预定位，就可知道转子的位置，并且有可能使用预定启 动序列来启动电机，例如如图14所示。BLDC电机的无传感器控制所使用的驱 动序列取决于电机的期望负载大小。在启动负载变化很大的情况下，基于传感 器的控制通常是较佳的。然而，在冷却风扇应用中，转子和风扇叶片的质量(惯 性)以及启动负载都是已知的，从而使得这样的应用可很好地适用于无传感器 控制。改变了另一线圈组的换向，转子将以所需的方向进行运动。有了有关电 机加速特性的足够信息，就可以计算出换向变化之间的时间。或者，电机的机 械响应可通过使用示波器测量线圈两端的EMF电压来经验地确定。在这两种 情况下， 一旦已经确定了启动特性，并且当将电机加速到某一速度时，就可使 用标明换向变化之间延迟的查找表来实现启动序列。因此，启动序列可被视为是换向相位变化(173)的一重复开环171 (从m二O到换向延迟表中的大小) 加上在査找表中定义的互换向延迟周期(175)。参阅图15， 一旦完成启动序列并且电机以稳定的速度运转时，换向控制就 可以闭环方式使用无源线圈两端的EMF电压(183)确定何时改变换向(185) 来进行。正如以上所讨论的那样，可使用方波(方块)换向方案、以及提前换 向和使用PWM占空比周期(189)的速度控制。微控制器中的内部ADC可用于测量EMF电压(188) 。 ADC输入通道的 采样可由定时器溢流中断例程所控制。具体地说，定时器溢流例程(回忆结合 图11的上述讨论)触发ADC转换并且其结果在进入中断例程之后立即可以使 用。测量到的EMF电压与速度相关阚值相比较。然而，由于未激励磁线圈两 端的EMF电压可在线圈截止时达到峰值，因此检测算法忽略改变换向(181) 之后的最先几个(例如，5至10)样本。 一旦经过了这一周期，阈值检测算法 就控制何时改变下一换向(183)。如果存在较多噪声，则滞后因素可包括于 阈值之中。当EMF小于阚值电压时，就将换向改变到另一线圈组(185)。阈值被调整到电机速度以获得较好的性能。如果电机高速运行，则EMF 电压幅度就高；然而如果电机低速运行，则EMF电压的幅度就低。同样，考 虑到定子线圈的延迟电流响应，使用速度相关阈值将允许提前换向。因此，阈 值被更新(187)成对应于电机速度。EMF不仅受到电机速度的影响，而且还受到电机加速或减速的影响。所提 出的三种解决方案可对此进行处理使EMF检测阈值在加速和减速的过程中正 确无误，并且(1)在加速和减速的过程中可改变阈值，以补偿EMF电压电 平的变化；这是一种相当复杂的解决方案，需要较大的阈值表和较佳的方法来 检测加速比(因此不是合乎需要的解决方案)；(2)对两个线圈添加独立的 整流二极管。这为需要快速加速/减速的风扇提供了较好的解决方案，但增加了 附加整流二极管的成本；以及(3)限制风扇的加速/减速，以在加速和减速过 程中使通用EMF阈值保持有效。解决方案(3)只通过在小步骤中改变PWM 占空比周期来实现。如果比较应从例如90增加到200，则比较计数就在每一个 PWM周期增加一个单位，直至已达到所需数值。在某些实施方式中可取决于 电机特性来改变这一比率。外部速度基准可被实现为另一 ADC输入的模拟输入，微控制器评价(188) 该输入来确定所需电机速度。两个PWM通道用于产生施加于电机的两组定子 线圈的换向信号。通过改变PWM信号的占空比周期(189)，线圈两端的平均 电压以及电机的速度都可以得到控制。失速状态可通过测量换向之间的时间检测出。失速条件是指当运行电机的 旋转速度下降到给定阈值速度之下时。如果EMF零交叉之间的时间过大(191 )， 则微控制器软件就假定电机已失速。另外，电机显现为具有高于实际可能速度 的速度(EMF零交叉间隔过小，步骤193)，则该条件就假定为由于电机在两 个定子磁极之间振荡，从而触发了实际来自电机失速的错误检测。在两种情况 下， 一旦识别出失速，就停止电机。在重新启动电机之前，可使用监视器超时 间隔。当重新启动时，再次运行启动序列(195)。有可能定义电机允许失速 的最大次数，并且如果达到该限制就触发外部警报。
权利要求
1. 一种特别配置用于控制双相无刷直流电机的集成电路，所述双相无刷 直流电机具有带有永磁极的转子和带有两组与驱动电路相耦合的定子线圈的 定子，所述驱动电路以切换定子线圈组的方式交替励磁相应定子线圈组，所述 集成电路包括EMF电路，耦合成接收和采样电动势(EMF)信号，该EMF信号对应于 任一定子线圈组在任何给定采样时间上没有被励磁时响应转子运动所产生的 EMF电压；以及，换向控制电路，响应所采样到的EMF信号以向所述驱动电路提供切换控 制信号，使得换向时间根据未励磁定子线圈上的EMF电压来确定。
2. 如权利要求l所述的集成电路，其特征在于，所述EMF电路包括耦合 到两组定子线圈两端的电阻网络以便于接收来自电阻网络的EMF信号的模数 转换电路，所述模数转换电路被配置成采样所接收到的EMF信号并向所述换 向控制电路提供EMF信号的数字测量值。
3. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述换向控制电路通过 所述采样EMF信号与阈值的比较来确定换向时间。
4. 如权利要求3所述的集成电路，其特征在于，所述阈值取决于所需的 目标电机速度，该速度相关阈值由所述换向控制电路从查找表中获取。
5. 如权利要求l所述的集成电路，其特征在于，还包括脉宽调制(PWM)电路，它形成所述换向控制电路的一部分，所述PWM 电路响应指定所需目标电机速度的外部电机速度基准信号，所述PWM电路被 配置成将PWM信号叠加于提供给所述驱动电路的切换控制信号上，并且PWM 占空比周期对应于所需目标电机速度。
6. 如权利要求5所述的集成电路，其特征在于，所述PWM电路包括加减 计数器定时电路和比较电路，用于将定时器电路的计数值与对应于所需目标电 机速度的比较值作比较，计数值与比较值的每次匹配都触发基于切换控制信号 的PWM转变。
7. —种电机控制系统，包括双相无刷直流电机，具有带有永磁极的转子和带有两组定子线圈的定子， 所述定子线圈被配置成交替地磁力驱动所述转子；驱动电路，以切换方式耦合于所述定子线圈组，使得在持续换向时间间隔 内所述定子线圈组的交替选择之一耦合于电机电源电压并被其激励，其它未连 接的定子线圈组构成无源线圈，响应转子运动而在所述无源线圈上产生电动势 (EMF)电压；以及，微控制器，耦合成接收和测量无源线圈上的EMF电压，并确定其换向时 间间隔，所述微控制器还耦合于所述驱动电路以控制通电定子线圈组的选择切 换。
8. 如权利要求7所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器包括 模数转换电路，以将所接收到的任何模拟EMF电压转换成数字形式。
9. 如权利要求7所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器通过 测量到的EMF电压和阈值电压的比较来确定换向时间间隔。
10. 如权利要求9所述的电机控制系统，其特征在于，所述阈值电压取决 于所需目标电机速度。
11. 如权利要求7所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器还耦 合成接收指定所需目标电机速度的外部电机速度基准信号，所述微控制器使用 所述外部电机速度基准信号来控制所述驱动电路的切换。
12. 如权利要求11所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器提 供所述驱动电路对切换的脉宽调制(PWM)控制，所述PWM切换控制的占空 比周期对应于所需目标电机速度。
13. 如权利要求12所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器包 括加减计数定时器电路，所述外部电机速度基准信号提供用于与所述定时器电 路的计数作比较的基准值，所述基准值与计数值的每次匹配都触发所述PWM 切换控制的脉冲转变。
14. 如权利要求13所述的电机控制系统，其特征在于，所述定时器产生 的零计数产生溢流中断状态，所述溢流中断状态触发所述微控制器对所述EMF 电压的采样。
15. 如权利要求7所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器还耦 合于査找表存储器。
16. 如权利要求15所述的电机控制系统，其特征在于，所述查找表存储 器存储速度相关阈值，用于与测量到的EMF电压作比较。
17. 如权利要求7所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器根据 一软件程序运行，所述软件程序包括一预定位例程，所述预定位例程驱动一组 定子线圈直至转子已稳定在一个已知位置。
18. 如权利要求17所述的电机控制系统，其特征在于，所述微控制器耦 合于查找表，所述査找表存储用于所述计数定时器的PWM占空比周期比较值， 以便于在预定位例程的过程中控制定子线圈的驱动。
19. 如权利要求17所述的电机控制系统，其特征在于，所述软件程序还包括一启动例程，所述启动例程按存储在所述微控制器中可存取的查找表中预 先建立的换向次数交替地驱动所述定子线圈。
全文摘要
一种适用于双相无刷直流电机(11，111)的电机控制系统使用从无源定子线圈组(113，114)中测量到的EMF电压(17，117)来控制换向(19，119)。微控制器(101)接收EMF电压的测量值(16，103)并将其与电压阈值作比较，其中电压阈值可以是速度相关的，用于在高电机速度提前换向。EMF电压测量值与阈值的匹配触发驱动另一组定子线圈的换向。微控制器还具有加减计数定时器(105)，它的计数值与一外部速度基准(13，109)相比较。计数值的每次匹配都触发脉宽调制(PWM)驱动信号的转变。PWM信号的占空比周期建立控制电机速度的平均驱动电压。
文档编号H02P7/29GK101124719SQ200680005455
公开日2008年2月13日 申请日期2006年1月17日 优先权日2005年2月18日
发明者J·L·拉森 申请人:爱特梅尔股份有限公司