逆变器装置的制作方法

专利名称：逆变器装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及进行PWM调制的逆变器(inverter)装置的相电流检测方法。
技术背景以往，作为这种相电流检测方法，已知根据直流电源线的电流进行检测 的方法。例如公开在日本专利申请特开2004-282884号公报中。以下说明该电路。图37表示其电路图。逆变器装置120的控制电路107 基于转速指令信号(未图示)等，控制开关元件102对电池101的功率进行 直流交流变换。由此，交流电流被提供给电动机的定子线圈104，磁铁转子 105被驱动。二极管103成为流过定子线圈104的电流的循环路径。电流传 感器106的检测电流值被送到控制电路107,用于计算消耗功率、保护开关 元件102等的判断，还用于磁铁转子105的位置检测。下面，以正弦波驱动为例:说明用电流传感器106 一全测相电流的方法。首 先，表示三相调制的波形。关于U相端子电压141、 V相端子电压142、 W 相端子电压143、中性点电压129,图38表示最大调制为50%的占空比，图 39表示最大调制为10%的占空比。图40表示在1载波内(载波周期)的上 臂开关元件U、 V、 W,下臂开关元件X、 Y、 Z的通电的一例。这时，在图 38的最大调制为50%的三相调制中，是在相位约为120度时的通电。作为通 电模式，有(a)、 (b)、 (c)、 (d)的四个模式。其关系为，若同一相的上臂开关元 件导通则下臂开关元件截止，若上臂开关元件截止则下臂开关元件导通。但 是，为了简化显示，省略了上臂开关元件和下臂开关元件的用于防止短路的 空载时间(dead time )。省略详细内容，但通过上臂开关元件U、 V、 W的导通、截止状态决定 可由电流传感器106进行检测的相电流。即，在只有一相导通时可检测这一 相的电流，在两相导通时可^r测剩余相的电流，在三相都导通及三相都截止 时无法检测。因此，通过确认上臂开关元件U、 V、 W的导通，可知能够检 测的相电流。但是，在由电流传感器106的电流检测中，作为其条件，上述导通时间应为用于;f企测电流所需的最低限的时间以上。图41中，将图38的最大调制为50%的三相调制中的相位为30度、45 度、60度、75度、90度时的1载波内(载波周期)的上臂开关元件U、 V、 W的导通占空从中央均匀分配显示。另外，用细实线表示U相的通电期间， 用中实线表示V相的通电期间，用粗实线表示W相的通电时间。并且，在各 个通电期间的下方用箭头所示的U、 V分别表示可4全测U相电流的期间和可 检测V相电流的期间。同样地，图42表示最大调制为10%的情况。这里，在图41、图42的相位30度、90度时，由于两相的通电时间一致， 因此成为无法确保电流传感器106的检测时间，并只能4企测一相的电流的状 况。此外，在图42的相位45度、60度、75度时，无法确保电流传感器106 的检测时间，甚至一相的电流也无法检测出。为了检测磁铁转子105的位置， 需要纟企测至少两相的相电流。下面表示对于无法确保该检测时间的情况的应对方法的一个例子。在都不变化，因此可以如下应对。图43A表示最大调制为10%时的相位为75度的情况。三相的通电时间 中，设最大通电时间为A、中间的通电时间为B、最小通电时间为C。设最 大通电时间A和中间的通电时间B的差的一半[(A-B) /2]为a。设中间的通 电时间B和最小通电时间C的差的一半[(B-C) /2]为P。此外，设电流传感 器106用于进行电流检测所需的最小时间为5。设a+P〈5。在图43B中，将 25追加到最大通电时间(U相)的通电期间后半^殳。此外，将25追加到中间 的通电时间(W相)的通电期间前半段。在图43C中，将25均匀地追加到最 小通电时间(V相)的通电期间前半段和后半段。由此，在通电期间后半段 中，U相的电流检测时间成为5以上的5+ot+(3，可进行U相的电流检测。此外， 在通电期间前半段中，W相的电流^r测时间成为S以上的5+p,可进行W相 的电流纟企测。进行这样的校正时，与不进行校正的情况相比，通过载波周期的相电流 的增减没有变化，但在载波周期内相电流中会出现脉动电流。以下详细说明 该脉动电流。图44表示不进行图43A的校正时载波周期内的U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的变化，图45表示进行图43C的校正时载波周 期内的U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的变化。这里，为了简化说明，假设在电动机的定子线圈104中只存在电感L,电阻R为0。此外，由
于只要掌握载波周期中的相电流的变化(脉动)就可以，因此不考虑在载波 周期中几乎不变的感应电压。
在图44中，在图40所示的模式(a)的区域中，是图46A的状态，各相电 流不变。在模式(b)的区域中，是图47A的状态，U相电流iU上升(用实线 箭头表示)，并达到下降(用虚线箭头表示)的V相电流iV、 W相电流iW 的成倍变化。这时，电流直线变化。即，设定子线圈的电感为L、直流电压 为E、电流为i时，E=Ldi/dt，电流i的时间变化率di/dt为常数。在模式(c) 的区域中，是图48A的状态，V相电流iV下降，并达到上升的U相电流iU、 W相电流iW的成倍变化。在图40所示的模式(d)的区域中，是图46B的状 态，各相电流不变。
图45的进行校正的情况下，从载波周期开始的左侧开始，成为图46A、 图47B、图48B、图46B、图48C、图47A、图46A的状态。
由图可知，与图44的不进行校正的情况下各个电流緩慢变化相比，图 45的进行校正的情况下，U相电流iU在增加的过程中暂时减少，而W相电 流iW在减少的过程中暂时增加。即，在图45中产生脉动电流(ripple current )。 但是，在载波周期的终端，U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW都与不 进行校正的情况是相同的值。即，通过载波周期的相电流的增减是相同的， 在PWM调制中没有变化。
上述脉动电流在其他校正方法中也同样会产生。该脉动电流以载波周期 反复产生。并且，该脉动电流成为电磁力，作用于电动机的定子线圈、接合 器、机架等，使其产生噪声振动。另一方面，通过设为只有一个这样的电流 传感器的结构，例如与日本专利申请特开2003-284374号公报(第7页、图1 ) 所公开的方式、以及日本专利申请特开2000-333465号公报(第8页、图1 ) 所公开的方式(两个方式都不需要用于相电流检测的通电校正，不产生脉动 电流导致的噪声振动)相比，结构部件减少，所以可实现小型轻量化，并且 能够提高抗振等的可靠性。由于上臂及下臂都能够检测流过开关元件的最大 电流，因此可以保护开关元件及并联的二极管。此外，由电流传感器106所 检测出的电流是来自电池101的直流电流，所以容易进行来自电池101的供 给功率运算。

发明内容
本发明的逆变器装置具有下述的结构。由包括连接到直流电源的正极端 的上臂开关元件和连接到负极端的下臂开关元件的逆变器电路、检测直流电
源和逆变器电路之间的电流的电流传感器、以及通过对逆变器电路的PWM 调制的通电来使交流电流输出到电动机的控制电路构成，控制电路以 一 个载
波周期或两个载波周期为单位在各个相邻的一个载波周期或两个载波周期进 行第l校正和第2校正，以能够通过电流传感器检测电动机的相电流，第1 校正产生的月永动电流和第2校正产生的脉动电流为相反冲及性。
根据以上结构，本发明的逆变器装置防止同一极性的脉动电流重复，较 高频率的噪声振动被抑制。并且，由第.1校正产生的脉动电流导致的噪声振 动通过由第2校正产生的相反极性的脉动电流导致的噪声振动而被抵消。此 外，由于脉动电流的极性正负交替地变化，所以产生的频率低而平滑。因此， 仅使用一个电流传感器，就能够兼顾并实现小型轻量高可靠性和低噪声低振 动。


图1是本发明实施方式1的逆变器装置和其外围的电路图。 图2是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为100%时的各相的 调制的波形图。
图3是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为50%时的各相的 调制的波形图。
图4是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为10%时的各相的 调制的波形图。
图5是用于说明本发明实施方式1的相电流检测方法的通电定时图。 图6是表示本发明实施方式1的图5所示的通电定时(a)中的电流路径的 电路图。
图7是表示本发明实施方式1的图5所示的通电定时(b)中的电流路径的 电路图。
图8是表示本发明实施方式1的图5所示的通电定时(c)中的电流路径的 电路图。
图9是表示本发明实施方式1的图5所示的通电定时(d)中的电流路径的电路图。
图IO是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为100%时的每个 相中的上臂通电的说明图。
图11是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为50%时的每个相 中的上臂通电的说明图。
图12是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为10%时的每个相
中的上臂通电的说明图。
图13是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为5%时的每个相 中的上臂通电的说明图。
图14A是表示本发明实施方式1的三相调制的最大调制为10%时的75 度相位中的相电流检测的说明图。
图14B是对图14A进行校正的说明图。
图14C是对图14A进行校正的说明图。
图15是本发明实施方式1的不进行用于电流检测的通电校正时的经过二 载波周期的相电流变化说明图。
图16是本发明实施方式1的进行用于电流检测的通电校正时的经过二载 波周期的相电流变化说明图。
图17是本发明实施方式1的进行用于电流检测的通电校正时的经过二载 波周期的相电流变化改善的说明图。
图18是本发明实施方式1的PWM调制为O时的经过二载波周期的脉动 电流说明图。
图19是本发明实施方式1的PWM调制为0时进行用于电流检测的通电 校正时的经过两个载波周期的脉动电流说明图。
图20是本发明实施方式1的PWM调制为0时进行用于电流检测的通电 校正时的经过两个载波周期的脉动电流改善说明图。
电流说明图。
4载波周期的脉动电流说明图。 的相电流时的脉动电流说明图。图24是本发明实施方式2的经过四载波周期的脉动电流改善说明图。
图25是本发明实施方式3的以两个载波周期;险测一相的相电流时的经过 两个载波周期的脉动电流说明图。
图26是本发明实施方式3的以两个载波周期检测其他的一相的相电流时 的经过两个载波周期的脉动电流说明图。
图27是本发明实施方式3的以四载波周期;险测两相的相电流时的经过4 载波周期的脉动电流说明图。
相电流时的经过四载波周期的脉动电流说明图。
图29是本发明实施方式3的经过八载波周期的脉动电流改善说明图。 图30是本发明实施方式4的经过二载波周期的脉动电流改善说明图。 图31是本发明实施方式4的经过五载波周期的脉动电流改善说明图。 图32是本发明实施方式4的改变了图31的载波周期的脉动电流改善说明图。
图33是本发明实施方式4的改变了图32的载波周期的脉动电流改善说 明图。
图34是本发明实施方式9的逆变器装置一体型电动压缩机的截面图。 图35是本发明实施方式IO的输入输出绝缘型变压器外围电路图。 图36是安装了本发明实施方式11的逆变器装置的车辆的模式图。 图37是以往的用电源线的电流传感器检测相电流的逆变器装置和其外 围的电路图。
图38是表示以往的三相调制的最大调制为50%时的各相的调制的波形
图39是表示以往的三相调制的最大调制为10%时的各相的调制的波升
图40是以往的相电流检测方法的通电定时图。
图41是表示以往的三相调制的最大调制为50%时的每个相位中的上臂的 通电的说明图。
图42是表示以往的三相调制的最大调制为10%时的每个相位中的上臂的 通电的说明图。
图43 A是表示以往的三相调制的相电流检测的说明图。图43B是对图43A进行校正的说明图。 图43C是对图43A进行校正的说明图。图44是以往的不进行用于电流检测的通电校正时的相电流变化说明图。 图45是以往的进行用于电流检测的通电校正时的相电流变化说明图。 图46A是所有相都连接到负极端时的相电流变化说明用电路图。 图46B是所有相都连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。 图47A是一相(U相)连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。 图47B是一相(W相)连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。 图48A是两相(U相、W相)连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。图48B是两相(W相、V相)连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。图48C是两相(V相、U相)连接到正极端时的相电流变化说明用电路图。标号i兌明1电池(直流电源)2开关元件3 二极管4定子线圈5磁铁转子6电流传感器10逆变器电路11无传感器无刷DC电动机(电动机)12控制电路18连接线23逆变器装置40电动压缩机50输入输出绝缘型变压器60车辆61逆变器装置一体式电动压缩机具体实施方式
以下，使用

本发明的实施方式。 (实施方式1 )图1是本发明实施方式1的逆变器装置和其外围电路。逆变器装置23的控制电路12根据来自设置在电源线上的电流传感器6的电压来检测相电流。 若检测两相的相电流，则剩余的相的相电流可以根据该两相的电流值进行运 算(在定子线圈4的中性点，应用基尔霍夫的电流定律)。基于这些三相的电流值，控制电路12对构成无传感器无刷DC电动机11 (以后成为电动机11)的磁铁转子5所引起的定子线圈4的感应电压进行运 算，检测磁铁转子5的位置。然后，基于转速指令信号(未图示)等，对构 成逆变器电路10的开关元件2进行控制，对来自电池l的直流电压用PWM 调制进行转换(switch),从而将正弦波状的交流电流输出到定子线圈4。构 成逆变器电路10的二极管3成为定子线圈4中流过的电流的循环路径。对于 开关元件2，将上臂开关元件定义为U、 V、 W，将下臂开关元件定义为X、 Y、 Z,此外，将与各个开关元件U、 V、 W、 X、 Y、 Z对应的二极管定义为 3U、 3V、 3W、 3X、 3Y、 3Z。电流传感器6只要是使用了霍尔(Hall)元件的电流传感器、分流电阻 等能够检测瞬时峰值电流的元件即可。此外，也可以设置在电源线的正极端。 若是分流电阻，则容易实现小型化、抗振性提高。控制电路12通过连接线18与上臂开关元件U、 V、 W,下臂开关元件X、 Y、 Z连接，并控制各个开关元件。开关元件2为IGBT、功率MOSFET时， 控制其栅极电压，而在开关元件2为功率晶体管时，控制其基极电流。感应电压的运算如下进行。定子线圈4中除了电感L之外还有电阻R。 感应电压、电感L的电压、电阻R的电压之和与来自逆变器装置23的外加 电压相等，所以感应电压E、相电流i、外加电压V的关系为V=E+R.i+L.di/dt。 感应电压E表示为E=V-R.i-L.di/dt。控制电路12控制开关元件2,所以外加 电压V已知。所以，只要将电感L和电阻R的值输入到控制电路12的程序 软件中，通过检测相电流i就能够计算出感应电压E。下面叙述由电流传感器6检测相电流的方法。首先，表示三相调制的波 形。关于U相端子电压41、 V相端子电压42、 W相端子电压43、中性点电 压29,图2表示最大调制为100%的三相调制，图3表示最大调制为50%的三相调制，图4表示最大调制为10%的三相调制。在三相调制中，随着调制的上升，以50%为中心向0°/。和100%的两个方向延伸。下面，由图表示例子进行说明。图5表示1载波内(载波周期)的上臂 开关元件U、 V、 W,下臂开关元件X、 Y、 Z的通电的一例。这一般通过微 计算机的定时功能来实现。这种情况是，在图3的最大调制为50%的三相调 制中，相位大约为120度下的通电。通电模式有(a)、 (b)、 (c)、 (d)的四个模式 (pattern L在通电模式(a)中，上臂开关元件U、 V、 W全部截止，下臂开关元件X、 Y、 Z全部导通。图6表示此时的电流的流向的一例。U相电流、V相电流分 别从与下臂开关元件X、 Y并联的二极管3X、 3Y流入定子线圈4, W相电 流从定子线圈4流出到下臂开关元件Z。因此，电流传感器6中不流过电流 而无法一皮4企测。在通电^^莫式(b)中，上臂开关元件U导通，下臂开关元件Y、 Z导通。图 7表示这时的电流的流向。U相电流从上臂开关元件U流入定子线圈4， V相 电流从与下臂开关元件Y并联的二极管3Y流入定子线圈4, W相电流从定 子线圈4流出到下臂开关元件Z。因此，电流传感器6中流过U相电流而-皮 检测。在通电模式(c)中，上臂开关元件U、 V导通，下臂开关元件Z导通。图 8表示这时的电流的流向。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件U、 V流 入定子线圈4， W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件Z。因此，电流 传感器6中流过W相电流而一皮;险测。在通电^t式(d)中，上臂开关元件U、 V、 W全部导通，下臂开关元件X、 Y、 Z全部截止。图9表示这时的电流的流向。U相电流、V相电流分别从上 臂开关元件U、 V流入定子线圈4, W相电流从定子线圈4流出到与上臂开 关元件W并联的二极管3W。因此，电流传感器6中不流过电流而无法被检 测。如上述i兌明，由于U相电流和W相电流^皮4企测，所以剩余的V相电流 通过在定子线圈4的中性点应用基尔霍夫的电流定律而求得。这时，U相电 流是流入定子线圈4的中性点的电流，W相电流是从定子线圈4的中性点流 出的电流，所以取U相电流和W相电流的差就可以求得V相电流。此外， 可知由上臂开关元件U、 V、 W的导通、截止状态决定可通过电流传感器6;险测出的相电流。只有一相导通时可冲全测该相的电流，两相导通时可冲全测剩 余相的电流，三相导通和三相截止时无法检测。因此，通过确认上臂开关元件U、 V、 w的导通，可以知道能够检测的相电流。在图10中，将图2的最大调制为100%的三相调制中的30度、45度、 60度、75度、90度相位下的l载波内(载波周期)的上臂开关元件U、 V、 W的导通占空，作为从中央均匀分配通电期间来显示。该导通占空为图2所 示的占空曲线。另外，用细实线表示U相的通电期间，用中实线表示V相的 通电期间，用粗实线表示W相的通电时间。并且，在各个通电期间的下方用 箭头所示的U、 V分别表示可检测U相电流的期间和可检测V相电流的期间。 在其他相位可检测W相电流时，将表示W。例如，在30度的相位时，如图2, U相调制为75%, W相调制也为75%, 所以将1载波(载波周期)设为100%， U相(细线)的调制(通电时间)、 W相(粗线)的调制(通电时间)都将75%从中央均匀分配显示。其他相位 也同样。从30度的相位到90度的相位是因为，通电的相虽然不同，但该通 电时间模式重复。同样地，图11表示最大调制为50%的情况，图12表示最 大调制为10。/。的情况，图13表示最大调制为5%的情况。这里，在图10、图11、图12的30度、90度的相位时，由于两相的通 电时间一致，所以无法确保电流传感器6的检测时间，成为只能检测一相的 电流的状况。此外，在图12的45度、60度、75度的相位、图13的所有相 位时，无法确保电流传感器6的检测时间，甚至无法检测一相的电流。图14表示对无法确保该4企测时间的情况的应对方法的一例。在PWM调变，因此可以如下应对。图14A表示最大调制为10%即图12的相位为75度的情况。三相的通电 时间中，设最大通电时间为A、中间的通电时间为B、最小通电时间为C。 设最大通电时间A和中间的通电时间B之差的一半[(A-B) /2]为a。设中间 的通电时间B和最小通电时间C之差的一半[(B-C) /2]为(3。此外，设电流 传感器6检测电流所需的最小时间为5。这时设a+(K5。在图14B中，将25 追加到最大通电时间(U相)的通电期间后半段。此外，将25追加到中间的 通电时间(W相)的通电期间前半段。在图14C中，将25均匀地追加到最小 通电时间(V相)的通电期间前半段和后半段。由此，在通电期间后半段中，U相的电流检测时间成为S以上的5+a+p ，可进行U相的电流检测。此外，在 通电期间前半段中，W相的电流检测时间成为5以上的5+P，可进行W相的 电流4佥测。由此，可通过电流传感器6 4全测相电流。但是，产生如下的问题。进行这样的通电时间的校正时，与不进行校正 的情况相比，通过载波周期的相电流的增减不变化，但在载波周期内相电流 中会出现脉动电流。图15表示不进行校正时即图14A的经过二载波周期的载波周期内的U 相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的变化。这里，i殳在两个载波周期中 相位变化较小且通电状态(导通占空)相同。另一方面，图16表示进行校正 时即图14C的经过二载波周期的载波周期内的U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的状况。由这些图可知，与图15的不进行校正的情况下各个电流緩慢变化相比， 图16的进4亍4交正的情况下U相电流iU在增加的过程中暂时减少，而W相电 流iW在减少的过程中暂时增加。这样，将不是必需用于原来的调制的电流 定义为脉动电流。U相电流iU中产生向下方向(以后称为负极性方向)的脉 动电流，W相电流iW中产生向上方向(以后称为正极性方向)的"永动电流。 但是，在载波周期的终端，U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW都是与 不进行校正的情况相同的值。即，通过载波周期的相电流的增减是相同的， PWM调制中没有变化(通过载波周期的相电压、相电流中没有变化)。上述脉动电流不限于上述图14的方法，即使是其他的校正方法也同样地 产生，这是因为为了确保检测电流所需的最小时间S而进行了通电时间的校正 时(例如追加时间)，在此之后必须4吏PWM调制不改变(例如削减相同的时 间)。并且，该月永动电流使电动机的机械(mechanics )、机壳(housing)振动 乃至谐振，因此成为噪声振动的原因。在图16中，因在每个载波周期产生的 同一方向的脉动电流的反复而在每个载波周期产生同一方向的振动即载波频 率的噪声振动。这里，表示本发明的上述噪声振动的改善方法。图17是本发明实施方式 1的通电改善例的电流变化。表示在左侧的载波周期进行第1校正，在右侧 的载波周期进行第2校正的情况。这时，两者都是以1载波周期为单位的校 正。在左侧的载波周期中，与图16中的以往的校正相同。即，U相电流iU 中产生负极性方向的脉动电流，W相电流iW中产生正极性方向的脉动电流。但是，在右侧的载波周期中，成为使图16中的通电在载波周期的中央被左右反转的载波周期。这时，U相电流iU在增加的过程中暂时较大地增加， 而W相电流iW在减少的过程中暂时较大地减少。即，如图所示，脉动电流 与左侧的载波周期为相反方向。U相电流iU中产生正极性方向的脉动电流， W相电流iW中产生负极性方向的脉动电流。由此，不会产生以往的图16中 的每个载波周期同一方向的脉动电流反复。因此，不会产生载波周期的噪声 振动，可以实现低噪声低振动。在上述图16、图17中，也包含PWM调制造成的电流变化，所以难以 掌握脉动电流。因此，以后说明对PWM调制为0的通电进行校正的情况。 由此，可以只考察因校正产生的脉动电流。图18表示PWM调制为0的通电。U相电流iU、 V相电流iV、 W相电 流iW不变化。图13的最大调制为5%时接近这一情况。图19是对图18施加了与图14同样的校正的情况。结果，电流传感器6 检测电流所需的最小时间5被确保，可检测W相电流iW、 U相电流iU。与图 14中a、 (3都为0的情况相等。如图所示，与图16同冲羊地，U相电流iU中产 生负极性方向的脉动电流，W相电流iW中产生正极性方向的脉动电流。此 外，在载波周期的终端，U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW都是与不 进行校正的情况相同的值。即，通过载波周期的相电流的增减都为0, PWM 调制中没有变化。并且，通过在每个载波周期产生的同一方向的脉动电流的 反复，从而在每个载波周期产生同一方向的振动，产生载波频率的噪声振动。 由于是仅同 一方向的脉动电流的反复，不包含反方向的脉动电流而不连续， 因此成为失真较多的刺耳的噪声。图20是图19的改善例。表示在左侧的载波周期进行第l校正，在右侧 的载波周期进行第2校正的情况。在左侧的载波周期中，与图19中的校正相 同。即，U相电流iU中产生负极性方向的脉动电流，W相电流iW中产生正 极性方向的脉动电流。在右侧的载波周期中，成为使图19中的通电在载波周 期的中央被左右反转的载波周期。这时，如图所示，脉动电流与左侧的载波 周期为反方向。U相电流iU中产生正45_性方向的脉动电流，W相电流iW中 产生负极性方向的脉动电流。同 一极性的脉动电流在每两个载波周期中产生 (频率为一半)。由此，不会发生图19中的每个载波周期同一方向的脉动电流反复。由于脉动电流的方向按载波周期变化而连续，所以较为平滑，且频率为一半，所以听觉上的噪声被减少。此外，在U相电流iU中，由左侧的载波周期的负极性方向脉动电流所产生的噪声振动通过由右侧的载波周期的正极性方向脉 动电流所产生的噪声振动而被抵消(衰减)。因此，不会产生载波频率的噪声 振动，可以实现低噪声低振动。另外，在图20中，右侧的载波周期是这样的载波周期使图19中的通 电在载波周期的中央被左右反转的。这时，右侧载波周期下的相电流检测在 左侧为U相，右侧为W相，与图19相反，但同样能够进行两相的检测。 (实施方式2)根据图21至图24说明实施方式2。图21表示在左侧的载波周期进行第 1校正，在右侧的载波周期进行第2校正的情况。左侧的载波周期是这样的 载波周期在图18中，将25追加到W相的通电期间前半段，还将25均匀地 追加到U相及V相的通电期间前半段和后半段。由此，在通电期间前半段或 后半段中，W相的电流检测时间成为5，可进行W相的电流检测。U相电流 iU中产生负极性方向的脉动电流，V相电流iV中产生负极性方向的脉动电 流，W相电流iW中产生正才及性方向的脉动电流。在右侧载波周期中，将2S追加到U相的通电期间前半段。并且将25均 匀地追加到V相及W相的通电期间前半^:和后半"a。由此，在通电期间前半 段或后半段中，U相的电流检测时间成为5，可进行U相的电流检测。U相电 流iU中产生正极性方向的脉动电流，V相电流iV中产生负极性方向的脉动 电流，W相电流iW中产生负极性方向的脉动电流。由此，在二载波周期中检测出不同的两相的相电流。U相、W相的脉动 电流与图20—样，在左右的载波周期为相反方向。此外，U相、W相的脉动 电流与图20相比减小了。由此，可进一步实现低噪声低振动。但是，V相的脉动电流在每个载波周期同一方向上反复产生。因此，在 每个载波周期发生同一方向的振动，产生载波周期的噪声振动。图22表示将 图21连续两次而成为四载波周期。图23是分别在左侧载波周期和右侧载波周期，使图21的通电在载波周 期的中央被左右反转的图。这时，如图所示，与图21相比，脉动电流在左侧 载波周期和右侧载波周期分别为相反方向。能够检测的相电流不变。第1个 载波周期成为第l校正，第2个载波周期成为第2校正。图24是将左侧作为图21,右侧作为图23来连续，从而成为四载波周期 的图。由此，图22中的V相的每个载波周期同一方向的脉动电流反复不连 续。因此，载波周期的噪声振动减少，可以实现低噪声低振动。此外，U相 电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的脉动电流的方向都是4安四载波周期变 化而连续，因此平滑，频率为四分之一，所以听觉上的噪声被降低。 (实施方式3 )才艮据图25至图29i兌明实施方式3。在本实施方式中，由四个载波周期 检测出两相的相电流。即，由两个载波周期检测 一相的相电流。图25的左侧载波周期是这样的载波周期在图18中，将5追加到W相 的通电期间前半段。对U相及V相不追加。由此，在通电期间前半段，W相 的电流检测时间成为5，可进衧W相的电流检测。U相电流iU向负极性方向 变化，V相电流iV向负极性方向变化，W相电流iW向正极性方向变化。右 侧载波周期是这样的载波周期在图18中，从W相的通电期间前半段中削 减了5。由此，在左侧载波周期下的追加被抵消。对U相及V相没有削减。 此外，在通电期间前半段，W相的电流检测时间成为5，可进行W相的电流 检测。U相电流iU向正极性方向变化，V相电流iV向正极性方向变化，W 相电流iW向负极性方向变化。由此，在两个载波周期，U相电流iU中生成 负极性方向的脉动电流，V相电流iV中生成负极性方向的脉动电流，W相电 流iW中生成正极性方向的脉动电流。以上成为以2载波周期为单位的第1 校正。图26的左侧载波周期是这样的载波周期在图18中，将5追加到U相 的通电期间前半段。对V相及W相不追加。由此，在通电期间前半段，U相 的电流4企测时间成为5,可进4于U相的电流4全测。U相电流iU向正才及性方向 变化，V相电流iV向负极性方向变化，W相电流iW向负极性方向变化。右 侧载波周期是这样的载波周期在图18中，从U相的通电期间前半段中削 减了5。由此，在左侧载波周期下的追加被抵消。对V相及W相没有削减。 此外，在通电期间前半段，U相的电流检测时间成为5，可进行U相的电流检 测。U相电流iU向负极性方向变化，V相电流iV向正才及性方向变化，W相 电流iW向正极性方向变化。由此，在两个载波周期，U相电流iU中产生正 极性方向的脉动电流，V相电流iV中产生负极性方向的脉动电流，W相电流 iW中产生负极性方向的脉动电流。以上成为以二载波周期为单位的第2校正。由此，以四载波周期检测出不同的两相的相电流。图27是将左侧作为图25,右侧作为图26来连续，从而设为四载波周期的图。U相、W相的脉动电 流与图20—样，在左右的载波周期为相反方向。此外，U相、W相的脉动电 流与图20相比减小了。并且，相对于图20每一个载波周期产生脉动电流， 在图27中为每两个载波周期产生脉动电流。由此，能够进一步实现低噪音低 振动。但是，V相的脉动电流每两个载波周期在同一方向上反复产生。因此， 在每两个载波周期产生同一方向的噪声振动。图28是将图25的左侧载波周期和右侧载波周期替换后作为其左侧，将 图26的左侧载波周期和右侧载波周期替换后作为其右侧来连续，从而作为四 载波周期的图。由此，分别生成与图25、图26相反方向的脉动电流。可检 测的相电流不变。V相的脉动电流每两个载波周期在同一方向反复产生，这 一点与图27相同。第1个载波周期和第2个载波周期成为以二载波周期为单 位的第1校正，第3个载波周期和第4个载波周期成为以二载波周期为单位 的第2校正。图29是将图27作为左侧，图28作为右侧而连续，从而作为八载波周期 的图。由此，在图27、图28中的V相的每两个载波周期同一方向的脉动电 流反复不连续。因此，二载波周期的噪声振动减少，能够实现低噪声和低振 动。此外，U相电流iU、 V相电流iV、 W相电流iW的力永动电流的方向都是 以八载波周期变化而连续，因此平滑，频率为八分之一，所以听觉上的噪声 被降低。另外，在图29中，也可以将第5个和第6个的二载波周期配置在第1 个和第2个的二载波周期之后，将第3个和第4个的二载波周期配置在第7 个和第8个的二载波周期之后。同级别(level)的脉动电流相邻，因此抵消 效果较大。但此时，由于在第1个至第4个载波周期中W相的电流被检测， 第5个至第8个载波周期中U相的电流被检测，因此在八载波周期中不同的 两相相电流被检测出。第1个载波周期和第2个载波周期成为以二载波周期 为单位的第l校正，配置变更前的第5个载波周期和第6个载波周期成为以 二载波周期为单位的第2校正，配置变更前的第7个载波周期和第8个载波 周期成为以二载波周期为单位的第1校正，配置变更前的第3个载波周期和 第4个载波周期成为以二载波周期为单位的第2校正。(实施方式4)图30是本发明的实施方式4的通电改善例。在图20中的进行第1校正 的左侧载波周期和进行第2校正的右侧载波周期之间，设有不进行校正的(用 O表示PWM调制)载波周期。由此，被设置没有脉动电流的载波周期，因此 频率降低，此外每单位时间内的能量也降低，因此能够从图20进一步实现低 噪声、低振动。不进行校正的载波周期也可以设置在右侧载波周期之后等任意位置。此 外也可以设置任意几个不进行校正的载波周期。图31是在图24的中央插入了不进行校正的载波周期的图。即，在图21 所示的二载波周期和图23所示的二载波周期之间插入了不进行校正的(用0 表示PWM调制)载波周期。由此，由于被插入了没有脉动电流的载波周期， 所以能够从图24进一步实现低噪声低振动。图32是将图31的左侧开始的第1个载波周期和第2个载波周期进行替 换后的图。在不进行校正的载波周期的前后的载波周期、以五载波周期为单 位时的相邻的载波周期中，U相和W相的脉动电流每个载波周期交替其极性， 因此能够进一步改善。图33是在图32的左侧开始的第2个载波周期和第4个载波周期进行替 换后的图。与图32同样地，U相和W相的脉动电流每个载波周期交替其极 性。此外，同等级的脉动电流相邻，因此抵消效果较大。但此时，在第1个 和第2个载波周期中U相的电流被检测，在第4个和第5个载波周期中W相 的电流被检测，因此与所述实施方式3的例子的方式不同，但在4载波周期 检测出不同的两相相电流。第1个载波周期成为第1校正，第2个载波周期 成为第2校正，此外，第4个载波周期成为第1校正，第5个载波周期成为 第2校正。也可以将第1个和第2个载波周期作为以二载波周期为单位的第 l校正，将第4个和第5个载波周期作为以二载波周期为单位的第2校正。另外，不进行校正的载波周期也可以设置在右侧载波周期之后等任意位 置。此外也可以设置任意几个不进行校正的载波周期。 (实施方式5 )在不进行校正的载波周期中，调制较小时，无法检测相电流的情况较多， 但如图12所示，在相位30度、相位90度时，虽然为一相，但有时能够检测。 这样的情况下，；险测该相电流，并用于控制，从而能够提高位置检测的精度等。(实施方式6)在电动机起动时，转速较低且感应电压较小，所以位置4企测并不容易。 此外，如果是短时间的起动，则噪声振动的影响较小。因此，优选在每个载 波周期检测两相的相电流并进行位置检测，而不实施从实施方式2至实施方 式5的内容。由此，能够防止起动性能的下降。这适合于为了提高起动性能 而在起动时暂时使转速急速上升至30Hz左右，在此之后使电动机在20 Hz 左右稳定运行的情况。 (实施方式7 )在上述实施方式2中，用两个载波周期^r测出两相的相电流。即，在一 个载波周期中只能检测出一相的相电流。在实施方式3中，用4个载波周期 检测出两相的相电流。此外，在实施方式4中，在不进行校正的载波周期中， 无法检测相电流的情况较多。因此，需要在特定的载波周期中挪用在其他的 载波周期所;险测出的相电流等的手段。因此，适合于旋转周期相对于载波周期足够大的低速旋转时(每一个载 波周期的相电流检测对位置检测的影响较小)。例如，最大转速为120Hz,载 波周期为75]uS时，20Hz左右的转速较为恰当。 (实施方式8)在图14A中，时间a、时间P是通过PWM调制在电流传感器6中流过电 流的期间。即，是从电池l提供电力，通过PWM调制，电流进行增减的期 间。如图12的10%调制、图13的5%调制所示，该时间oc、时间卩在低输出 时，比紹豆。另一方面，如图14C所示，为了电流检测而进行校正时，电流传感器6 中流过的电流期间比5长。由此，相对于通过PWM调制产生的电流增减，由 校正的电流的脉动相对变大，由电流脉动的噪声振动明显变大。相反，在图 10的100%调制、图11的50%调制中，相对于通过PWM调制产生的电流增 减，由校正的电流的脉动相对变小。由此，在高输出时，由电流脉动的噪声 振动不明显。因此，在低输出时，本发明的效果变大。 (实施方式9 )图34表示将逆变器装置23靠紧安装在电动压缩机40的右侧的图。在金 属制壳体(housing) 32中设有压缩装置部28、电动机11等。制冷剂从吸入口 33被吸入，通过由电动机11驱动压缩装置部28 (在该例中为涡旋(scroll) 机构)而被压缩。该压缩后的制冷剂在通过电动机11时冷却电动才几11，通过 排出口 34被排出。为了将逆变器装置23安装在电动压缩机40中，使用外壳(case) 30。 成为发热源的逆变器电路部10通过低压管线38由低压制冷剂所冷却。在电 动压缩机40的内部连接在电动机11的线圈的接线柱(terminal) 39与逆变器 电路部IO的输出部相连接。在保持部分35中逆变器装置23上所固定的连接 线36中，有对电池l的电源线和发送转速信号的空调控制器(未图示)的信 号线。在这样的逆变器装置一体型电动压缩机中，需要逆变器装置23较小且抗 振。此外，在空调的运行中，由于运行时间较长，因此要求肃静。因此，作 为利用分流电阻等一个电流传感器检测电流，实现低噪声低振动的本发明的 实施方式正合适。(实施方式10)图35是通过本发明的实施方式10的输入输出绝缘型变压器连接到电动 机的电路图。变压器50的输入端线圈51、 52、 53被连接到逆变器装置23的 输出。此外，变压器50的输出端线圈54、 55、 56^皮连接到电动冲几11。由此， 从逆变器装置23到电动机11,能够在电绝缘的状态下提供交流电流。此外， 能够检测提供给变压器的相电流，同时还能够减少脉动电流所引起的变压器 的噪声振动。不限于上述例子，能够适用于单相逆变器装置和单相变压器， 作为负载的各种电器等。 (实施方式11 )图36表示将本发明的逆变器装置与压缩机一体构成(实施方式9)，应 用于空调装置而安装在车辆中的一个例子。逆变器装置一体型电动压缩机61 和室外热交换器63、室外风扇62被安装在车辆60前方的发动机舱中。另一 方面，车辆室内配置有室内送风风扇65、室内热交换器67、空调控制器64。 从空气导入口 66吸入车外空气，并将通过室内热交换器67进行了热交换的 空气吹出到车内。车辆，特别是在电动汽车和混合型汽车中，从确保行驶性能、搭乘性等 方面考虑，车辆用空调装置也要求小型轻量，其中，在有重量且狭窄的电动 机舱甚至发动机舱内和其他的空间中所安装的电动压缩机的小型轻量化为重要课题。此外，要求由电动机的行驶等肃静性高，低噪声低振动。还需要对 于行驶时等的振动的抗振性。本发明的逆变器装置可以通过上述各实施方式所示的分流电阻等一个电 流传感器的结构来实现小型化和抗振性，还可以达到低噪声低振动。因此， 本发明的逆变器装置用在这些车辆中非常适合。另外，在上述各实施方式中，在低速旋转(20Hz左右)时，伴随电动机 的旋转的机械噪声较小，所以脉动电流所引起的噪声容易变得明显，本发明 的效果较大。在多个载波周期连续的例子中，相位变化较小，通电状态(导 通占空)相同。将直流电源设为电池，但并不限于此，也可以是将商用交流电源整流后的直流电源等。将电动机11设为无传感器无刷DC电动机，但可以应用于f兹阻电动才几、感应电动才几等中。也可以应用于正弦波驱动以外。此 外，也可以应用于两相调制中，但在电流波形平滑的三相调制的情况下效果 较大。工业上的可利用性如此根据本发明，仅使用一个电流传感器，就能够实现兼顾了小型轻量 高可靠性和低噪声低振动并存的逆变器装置。作为各种民用制品和工业用设 备中所利用的电动机驱动装置是有用的。
权利要求
1、一种逆变器装置，包括逆变器电路，包括连接到直流电源的正极端的上臂开关元件和连接到负极端的下臂开关元件；电流传感器，检测所述直流电源和所述逆变器电路之间的电流；以及控制电路，通过对所述逆变器电路的PWM调制的通电，使交流电流输出到电动机，所述控制电路以一个载波周期或两个载波周期为单位，在各个相邻的一个载波周期或两个载波周期进行第1校正和第2校正，以能够通过所述电流传感器检测所述电动机的相电流，所述第1校正产生的脉动电流和所述第2校正产生的脉动电流为相反极性。
2、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，所述电流传感器以所述载波周期的两个周期检测所述电动机的不同的两 相相电流。
3、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，所述电流传感器以所述载波周期的四个周期检测所述电动机的不同的两 冲目沖目t^。
4、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，所述控制电路将所述第1校正及所述第2校正都不进行的载波周期与进 行所述第1校正的载波周期或进行所述第2校正的载波周期的任一个载波周 期相邻设置。
5、 如权利要求4所述的逆变器装置，其中，在所述第1校正及所述第2校正都不进行的载波周期中，在可检测相电 流时，检测该相电流。
6、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，在所述电动机的起动时，每个所述载波周期检测不同的两相相电流。
7、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中， 在所述电动机低速旋转时，进行所述第l校正及所述第2校正。
8、 如权利要求1所述的逆变器装置，其中，在对所述电动机的输出为低输出时，进行所述第1校正及所述第2校正。
9、 如权利要求1至权利要求8的任一项所述的逆变器装置，其中， 所述逆变器装置被安装在电动压缩机上。
10、 如权利要求1至权利要求8的任一项所述的逆变器装置，其中， 在所述交流电流和所述电动机之间插入了输入输出绝缘型变压器。
11、 如权利要求1至权利要求8的任一项所述的逆变器装置，其中， 所述逆变器装置被安装在车辆中。
全文摘要
本发明的逆变器装置包括逆变器电路，包括连接到直流电源的正极端的上臂开关元件和连接到负极端的下臂开关元件；电流传感器，检测直流电源和逆变器电路之间的电流；以及控制电路，通过对逆变器电路的PWM调制的通电，使交流电流输出到电动机。这里，控制电路为了能够通过电流传感器检测电动机的相电流，以一个载波周期或两个载波周期为单位，在各个相邻的一个载波周期或两个载波周期进行第1校正和第2校正，使通过第1校正产生的脉动电流和通过第2校正产生的脉动电流为相反极性。
文档编号H02P6/12GK101273517SQ200680035390
公开日2008年9月24日 申请日期2006年10月16日 优先权日2005年10月24日
发明者仓桥康文, 后藤尚美 申请人:松下电器产业株式会社