电力变换装置的制作方法

专利名称：电力变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电力变换装置，特别是涉及一种使回流二极管中 的损耗降低的电力变换装置。
背景技术：
通常的变流器(inverter)装置利用桥式连接了开关元件的变流 器电路而将来自直流电源的直流变换为交流从而得到交流输出。在这 种情况下，负载的功率因数未必是l，因此在各个开关元件上反并联 连接回流二极管。根据该结构，当开关元件关断时，蓄积在负载上的能量将通过回流二极管回流。当回流二极管上流过顺方向电流时，如果与该回流二极管相反极 性的臂的开关元件导通，则直流电压作为反向偏置而施加在回流二极 管两端上。此时，回流二极管的电流在通过残留电荷而流过反方向电 流后切断。因此，由直流电压和上述反方向电流而在回流二极管上产 生大的损耗，因此变流器装置的效率恶化。另外，为此需要使装置的 冷却器大型化。因此，在特开平10-327585号公报的第3-5页以及图1中公开有 如下方法在变流器装置上设置反向电压施加电路，当切断回流二极 管时，从反向电压施加电路向回流二极管施加小的反向电压，由反向 电压施加电路的低电压直流电源引起回流二极管的反向恢复，从而降 低回流二极管中产生的损耗。根据上述的现有技术，反向电压施加电路具有反向电压施加用开 关元件，使该反向电压施加用开关元件在回流二极管的反向恢复时导 通从而施加低电压直流电压，因此能够以低损耗使回流二极管反向恢 复。
但是，在该现有技术中，反向电压施加电路中具有由二极管以及 电容器构成的辅助电源电路，通过该辅助电源驱动反向电压施加开关 元件，因此存在反向电压施加电路的结构变得复杂、反向电压施加电 路的体积也变大的问题点。另外，为了给电容器充电，构成为二极管中流过电流，因此存在如下问题点由于该电流，不仅在二极管上产 生发热损耗，而且充电到电容器的电压比低电压直流电压下降与二极 管的损耗相应的电压量。发明内容本发明是鉴于上述现有技术的问题所作出的，其目的在于，提供二极管的反向恢复损耗的电力变换装置。为了达成上述目的，本发明的电力变换装置的特征在于，具有 直流电源；为了将上述直流电源的直流变换为交流而桥式连接、并分 别反并联连接了回流二极管的多个主电路开关元件；以及反向电压施 加单元，当切断上述回流二极管的回流电流时，向上迷回流二极管施 加小于上述直流电源的反向电压，上述反向电压施加单元由电压〗氐于 上述直流电源的电压的低电压直流电源、上述回流二极管的反向恢复 时导通且耐压低于上述主电路开关元件的反向电压施加开关元件、以 及反向恢复时间比上述回流二极管短的辅助二极管的串联连接所构 成，上述反向电压施加开关元件是多数载流子为空穴的元件。另外，本发明的电力变换装置的特征在于，具有直流电源；为 了将上述直流电源的直流变换为交流而桥式连接、并分别反并联连接 了回流二极管的多个主电路开关元件；正常导通型开关元件，其分别 串联连接在上述主电路开关元件中的负侧臂的主电路开关元件上，并 将其栅极和上述主电路开关元件的负极分别连接成与上述负侧臂的主 电路开关元件的导通关断同步地进行导通关断；以及反向电压施加单 元，当切断上述回流二极管中的负侧臂的回流二极管的回流电流时， 向上述负侧臂的回流二极管施加小于上述直流电源的反向电压，上述 述回流二极管的反向恢复时导通且耐压低于上述主电路开关 元件的反向电压施加开关元件、以及反向恢复时间比上述回流二极管 短的辅助二极管的串联连接所构成，上述反向电压施加开关元件是多数载流子为空穴的元件。根据本发明，能够提供一种能够由简单的电路结构且低损耗的反 向电压施加电路来降低回流二极管的反向恢复损耗的电力变换装置。图


图1是与本发明的第1实施例有关的电力变换装置的电路结构图2是与本发明的第2实施例有关的电力变换装置的电路结构 图3是与本发明的第3实施例有关的电力变换装置的电路结构 图4是与本发明的第4实施例有关的电力变换装置的电路结构图5是与本发明的第5实施例有关的电力用半导体装置的反向电 压施加电路的电路结构图。图6是与本发明的第6实施例有关的电力用半导体装置的反向电 压施加电路的电路结构图。图7是与本发明的第7实施例有关的功率用半导体装置的反向电 压施加电路的电路结构图。
具体实施方式
下面根据附图详细说明本发明的实施方式。实施例1图1是与本发明的第1实施例有关的电力变换装置的电路结构 图。在图1中，直流电压源l是例如将3相直流电源进行整流而成的、、/直压电压电电于压电加压电反9 电压源，直流电压源1的正侧直流母线la和负侧直流母线lb之间连 接有滤波电容器2以及变流器主电路3。变流器主电路3是将与正侧 臂的主电路开关元件相当的主电路开关元件4u、 4v及4w、以及负侧 臂的主电路开关无件4x、 4y及4z进行3相桥式连接而成。在这些主 电路开关元件4u、 4v、 4w、 4x、 4y以及4z的正极和负极之间，分别 反并联连接有回流二极管5u、 5v、 5w、 5x、 5y以及5z。另外，作为 变流器主电路3的输出的A、 B以及C点连接在例如像交流电动机那 样的负载6上。此外，还有回流二极管5u、 5v、 5w、 5x、 5y以及5z 分别被内置在主电路开关元件4u、 4v、 4w、 4x、 4y以及4z内的情况。 回流二极管5u、 5v、 5w、 5x、 5y以及5z的各个上并联连接有 反向电压施加电路7。反向电压施加电路7具有电压值低于直流电压 源1的〗氐电压直流电源8，在主电路开关元件4u、 4v、 4w、 4x、 4y 以及4z的正极和负极之间分别连接有该低电压直流电源8的电源线 8a、 8b。下面对u相的回流二极管5u用的反向电压施加电路7说明 其结构。此外，u相以外的回流二极管用的反向电压施加电路7基本 上与u相的回流二极管5u用的反向电压施加电路7相同，因此省略 它们的说明。反向电压施加电路7具有栅极驱动电路9，栅极驱动电路9电气 性地并联连接在低电压直流电源8上，其输出通过栅极电阻10连接 在主电路开关元件4u的栅极上。然后，当从省略图示的开关时序生 成电路向该栅极驱动电路9输出驱动信号时，栅极驱动电路9被来自 低电压直流电源8的电压驱动，使主电路开关元件4u导通。反向电压施加电路7具有串联插入到低电压直流电源8的电源线 8a上的反向电压施加开关元件11。反向电压施加开关元件11从低电 压直流电源8的正极通过辅助二极管12连接在回流二极管5u的阴极 上。将该反向电压施加开关元件11的耐压选定为低于主电路开关元 件4u的耐压。反向电压施加开关元件11使得在回流二极管5u的反 向恢复时导通地进行动作。在此，该反向电压施加开关元件只要是多 数载流子为空穴的开关元件即可，虽然使用了 p沟道MOSFET，但
是不限于p沟道MOSFET，还能够应用例如pnp晶体管。当从根据变流器主电路3的A点电位输出驱动信号的省略图示 的电位判定电路向栅极驱动电路13输出驱动信号时，该栅极驱动电 路13进行动作，通过栅极电阻14使反向电压施加开关元件11导通。 由此，从《氐电压直流电源8通过反向电压施加开关元件11以及辅助 二极管12，向回流二极管5u施加电压值低于直流电压源1的反向电 压。由此，通过电源线8a向回流二极管5u提供反向电流，因此流经 回流二极管5u的主电路电流减少。即，利用反向电压施加电路7的 低电压直流电源8的施加电压进行反向恢复。此外，在图1中，栅极 驱动电路13通过电源线13a、 13b连接在低电压直流电源8的电源线 8a、 8b上。当流经回流二极管5u的主电路电流减少时，从负载6经过回流 二极管5u向直流电压源1的正侧直流母线la流过的主电路电流流入 反向电压施加电路7。流入反向电压施加电路7的主电路电流通过低 电压直流电源8的电源线8b流入低电压直流电源8。并且，经过反向 电压施加开关元件11和辅助二极管12向直流电压源la的正侧直流 母线la流过。之后，当与u相相反极性的x相的主电路开关元件4x导通时， 流经反向电压施加电路7的主电路电流流经主电路开关元件4x。当主 电路开关元件4x上流经主电路电流时，在辅助二极管12上被施加反 向电压，辅助二极管12在反向恢复后关断，流经反向电压施加电路7 的主电路电流不再流过。在此，辅助二极管12选定了反向恢复时间 比回流二极管5u短的高速二极管，因此辅助二极管12的反向恢复损 失小。此外，对于u相以外的其他相的反向电压施加动作基本上与u 相相同，因此省略它们的说明。在这样构成的第1实施例的电力变换装置中，作为反向电压施加 开关元件11使用了多数载流子是空穴的p沟道MOSFET，因此能够 从低电压直流电源8直接获得用于驱动反向电压施加开关元件11的
栅极驱动电路13的驱动电源。因而，不需要栅极驱动用的辅助电源， 能够简化反向电压施加电路7。此外，在上述说明中，将变流器主电路3作为2电平的3相输出 变流器而进行了说明，但可以是3电平以上的多电平变流器，另外输 出相既可以是单相也可以是多相。[第2实施例图2是与本发明的第2实施例有关的电力变换装置的电路结构 图。对于该实施例的各部分，与图1所示的第1实施例所涉及的电力 变换装置的电路结构图的各部分相同的部分用相同符号表示，省略其 说明。该实施例与第1实施例的不同点在于，其结构是将主电路开 关元件4ul、 4vl、 4wl、 4xl、 4yl以及4zl设为低耐压元件，在这些20u、 20v、 20w、 20x、 20y以及20z，将这些正常导通型开关元件20u、 20v、 20w、 20x、 20y以及20z的栅极分别连接在主电路开关元件4u、 4v、 4w、 4x、 4y以及4z的负极上。这样构成主电路3，例如在将u相的正侧臂的正常导通型开关元 件20u选定为高耐压、将主电路开关元件4ul选定为低耐压时，由正 常导通型开关元件20u、主电路开关元件4ul以及回流二极管5u形 成复合主电路元件。将该复合主电路元件称作共发共基放大器 (cascode )元件21u。作为正常导通型开关元件，例如能够使用结型场效应晶体管 JFET、静电感应型晶体管SIT。正常导通型开关元件能够向顺方向、 反方向两个方向流过主电路电流。 一般正常导通型开关元件的电阻比 正常关断型开关元件例如MOSFET低，损耗小。此外，如图所示， 正常导通型开关元件的栅极端子连接到低耐压的主电路开关元件例 如MOSFET的源极端子上来^吏用。正常导通型开关元件20u在其栅极端子和源极端子之间被施加 足够使正常导通型开关元件关断的负电压时关断，当栅极端子和源极 端子之间的电压变成零以上的电压时导通。正常导通型开关元件20u的栅极端子连接在主电路开关元件4ul的源极端子上，正常导通型开 关元件20u的源极端子和主电路开关元件4ul的漏极端子相连接。因 而，在主电路开关元件4ul为关断状态下，正常导通型开关元件20u 的栅极端子和源极端子之间被施加负电压，因此正常导通型开关元件 20u也变成关断状态。另外，当主电路开关元件4ul为导通状态时， 正常导通型开关元件20u的栅极端子和源极端子之间的电压几乎变成 零，因此正常导通型开关元件20u也变成导通状态。即，关于共发共 基放大器元件21u,通过使主电路开关元件4ul导通关断而能够使共 发共基放大器元件21u也与其同步地导通关断。另外，共发共基放大 器元件21u能够作为通常关断型而进行动作。在图2中，检测变流器主电路3的A点的电压，当判定为是进 行处于共发共基放大器元件21u内的回流二极管5u的反向恢复的状 态时，向栅极驱动电路13输出驱动信号，使反向电压施加开关元件 11导通。由此，从低电压直流电源8向正常导通型开关元件20u以及 回流二极管5u施加小的反向电压，通过电源线8a以及正常导通型开 关元件20u向回流二极管5u提供反向电流，因此流经回流二极管5u 的主电路电流减少。即，利用反向电压施加电路7的低电压直流电源 8的施加电压进行反向恢复。当流经回流二极管5u的主电路电流减少时，从负载6经由回流 二极管5u和正常导通型开关元件20u向直流电压源1的正侧直流母 线la流过的主电路电流流入反向电压施加电路7。流入反向电压施加 电路7的主电路电流通过^f氐电压直流电源8的电源线8b流入^氐电压 直流电源8。并且，经由反向电压施加开关元件11和辅助二极管12 向直流电压源1的正侧直流母线la流过。在该期间，回流二极管5u的反向恢复结束，回流二极管5u中 不再流过主电路电流。之后，当与u相相反极性的x相的共发共基放大器元件21x导通 时，流经反向电压施加电路7的主电路电流流过共发共基放大器元件 21x。当共发共基放大器元件21x上流过主电路电流时，辅助二极管12被施加反向电压，在辅助二极管12反向恢复后关断，因此流经反 向电压施加电路7的主电路电流不再流过。在此，辅助二极管12选 定了反向恢复时间比回流二极管5u短的高速二极管，因此辅助二极 管12的反向恢复损失小。在这样构成的第2实施例的电力变换装置中，通过将高耐压且低 损耗的正常导通型开关元件作为与低耐压的主电路开关元件的共发 共基放大器元件而使用，能够进一步降低发热损耗。[第3实施例图3是与本发明的第3实施例所涉及的电力变换装置的电路结构 图。对于该实施例的各部分，与图2所示的第2实施例有关的电力变 换装置的电路结构图的各部分相同的部分用相同符号表示，省略其说 明。该实施例与第2实施例的不同点在于，在反向电压施加电路7A 的低电压直流电源8的正极侧插入限流电阻，另外在该限流电阻15 和低电压直流电源8的负极之间设置了高频电容器16。低电压直流电源8的电压选定为直流电压源l的电压的1/4以下， 高频电容器16不是滤波用的电解电容器，而是使用陶瓷电容器、薄 膜电容器等高频用电容器。另外，限流电阻15例如能够使用布线基 板的铜箔图案的布线电阻、铜板等的布线电阻。此外，在图3中，关于包含有高频电容器16、反向电压施加用 开关元件11、辅助二极管12、正常导通型开关元件20u以及回流二 极管5u的放电路径，重要的是以极短的布线减少电路电感。并且， 在图3中，作为低耐压的主电路开关元件4ul的栅极驱动电路9的电 源，能够直接使用低电压直流电源8的电压。通过该结构简化反向电 压施加电路7A的结构。在该实施例的电力变换装置中，通过以上结构，利用限流电阻 15和高频电容器16产生高频阻抗降低的作用，低电压直流电源8不 流过伴随回流二极管5的反向恢复的脉冲状电流，因此在回流二极管 5的反向恢复时低电压直流电源8的电压变动也变得非常小。在向回流二极管5提供反向恢复电流的期间内，主电路电流(负
载电流)也通过反向电压施加电路7A,因此主电路电流引起的损耗 也将增大。因而，希望尽快完成回流二极管5的反向恢复，根据该实 施例就能够达成该目的。并且，减轻带给低电压直流电源8的负担， 因此低电压直流电源8用小容量的电源即可，降低了低电压直流电源 8的内部发热，因此能够达成反向电压施加电路7A的小型化。 [第4实施例图4是与本发明的第4实施例有关的电力变换装置的电路结构 图。对于该实施例的各部分，与图3所示的第3实施例所涉及的电力 变换装置的电路结构图的各部分相同的部分用相同符号表示，省略其 说明。另外，在图4中，为了简单而省略了反向电压施加电路7A以 及7B内的栅极驱动电路9以及栅极驱动电路13的图示。该实施例与第3实施例的不同点在于将变流器主电路3的正侧 臂元件替代为共发共基放大器元件21u、 21v、 21w来设为主电路开关 元件4u2、 4v2以及4w2，省略了这些元件的反向电压施加电路；负 侧臂的共发共基放大器元件21y以及21z用的反向电压施加电路7B 构成为从共发共基放大器元件21x用的反向电压施加电路7A内的低 电压直流电源8接受低电压直流的提供。在此，在正侧臂用主电路开关元件4u2、 4v2以及4w2中使用了 未内置回流二极管的IGBT，因此对主电路开关元件4u2、 4v2以及 4w2反并联连接反向恢复时间短、反向恢复损耗少的回流二极管5u、 5v以及5w。如果这样使用反向恢复损耗少的回流二极管，则回流二 极管的反向恢复时的损耗降低，因此反向电压施加电路变成可省略的 结构。另一方面，在负侧共发共基放大器元件21x、 21y以及21z中连 接有反向电压施加电路7A以及7B。反向电压施加电路7A具有对x 相、y相以及z相的3相电路共用的低电压直流电源8。这是因为x 相、y相以及z相的反向电压施加电路的电源线的一方能够共用在直 流电压源1的负侧直流母线lb上，另一方能够共用在低电压直流电 源8的电源线8a上。
根据该第4实施例，只在负侧共发共基放大器元件21x、 21y以 及21z上应用了反向电压施加电路，因此没有必要对各相的每相准备 3相部分的低电压直流电源8，各相共用具备一个即可。因而，能够 实现反向电压施加电路的简化。[第5实施例图5是与本发明的第5实施方式有关的电力变换装置中使用的反 向电压施加电路7C的电路结构图。对于该实施例的各部分，与图3 所示的第3实施例所涉及的电力变换装置中使用的反向电压施加电路 7A的电路结构图的各部分相同的部分用相同符号表示，省略其说明。 另外，为了简化而省略了栅极驱动电路13的图示。该实施例中的反向电压施加电路7C与第3实施例中的反向电压 施加电路7A的不同点在于，构成为与栅极电阻10并联设置了电压变 化率促进用二极管17、使该并联电路作为电压变化率促进电路18而 动作。当共发共基放大器元件21关断时，通过栅极驱动电路9的动作， 不会输出向主电路开关元件4ul的栅极端子输入的栅极驱动信号。在 此，通过电压变化率促进电路18的电压变化率促进用二极管17，当 进行关断时不经由栅极电阻10而是经由电压变化率促进用二极管17 除去栅极驱动信号。即，通过阻抗低于栅极电阻10的电压变化率促 进用二极管17除去栅极驱动信号，因此与通过栅极电阻10进行关断 相比能够更高速地进行关断。根据该第5实施例，能够通过电压变化率促进电路18高速地关 断主电路开关元件4ul，因此促进共发共基放大器元件21u的正负极 之间的电压变化率，共发共基放大器元件的关断变快。因而，能够降 低共发共基放大器元件的关断损耗，因此能够提供更小型且低损耗的 电力变换装置。第6实施例图6是与本发明的第6实施方式有关的电力变换装置中使用的反 向电压施加电路7 D的电路结构图。对于该实施例中的反向电压施加
电路7D的各部分，与图5所示的第5实施例所涉及的电力变换装置 中使用的反向电压施加电路7C的电路结构图的各部分相同的部分用 相同符号表示，省略其说明。另外，为了简化而省略了栅极驱动电路 13的图示。该实施例与第5实施例的不同点在于，其结构是代替与栅极电阻 10并联连接的电压变化率促进用二极管而通过将电压变化率促进用 晶体管19设置在开关元件4ul的柵极-负极之间来构成电压变化率促 进电路18A，将该电压变化率促进用晶体管19的栅极连接在栅极电 阻10的低压电源侧端子上。通过这样构成，当向主电路开关元件4ul提供栅极驱动信号时， 电压变化率促进用晶体管19关断，但是当为了关断主电路开关元件 4ul而从栅极驱动电路9除去栅极驱动信号时，电压变化率促进用晶 体管19导通，能够通过不经由栅极电阻10的低阻抗环路而高速地关 断主电路开关元件4ul，因此促进共发共基放大器元件21u的正负极 之间的电压变化率。因而，与第5实施例的情况相同，能够降低共发 共基放大器元件21u的关断损耗，因此能够提供小型且低损耗的电力 变换装置。[第7实施例图7是与本发明的第7实施例有关的电力变换装置中使用的反向 电压施加电路7E的电路结构图。对于该实施例的各部分，与图6所 示的第6实施例所涉及的电力变换装置中使用的反向电压施加电路 7D的电路结构图的各部分相同的部分用相同符号表示，省略其说明。 另外，为了简化而省略了栅极驱动电路13的图示。该实施例与第6实施例的不同点在于，其结构是将辅助二极管 12A设为耐压更低的二极管，将该辅助二极管12A的阴极连接在回流 二极管5u的阴极上。如在图1所示的第1实施例中所述那样，流经回流二极管5u的 主电路电流能够通过反向电压施加电路7进行反向恢复。在该第7实 施例中，流入反向电压施加电路7E的主电路电流通过低电压直流电 源8的电源线8b流入低电压直流电源8和高频电容器15。并且，经 由反向电压施加开关元件11、辅助二极管12A、正常导通型开关元件 20u向直流电压源1的正侧直流母线la侧流过。在此，正常导通型开关元件20u的栅极-源极端子之间被施加低 电压直流电源8的电压。然而，正常导通型开关元件20u在低电压直 流电源8的电压下不会关断，因此流入反向电压施加电路7E的主电 路电流能够通过正侧直流母线la流过直流电压源1。之后，当与u相相反极性的x相的共发共基放大器元件21x导通 时，流经反向电压施加电路7E的主电路电流流过共发共基放大器元 件21x。当共发共基放大器元件21x上流经主电路电流时，主电路开 关元件4ul被施加电压，由此在正常导通型开关元件20u的栅极-源 极端子之间被施加足够使正常导通型开关元件20u关断的电压，正常 导通型开关元件20u关断。通过使正常导通型开关元件20u关断，从 而不会流过流经反向电压施加电路7E的主电路电流。辅助二极管12A被施加与主电路开关元件4ul几乎相同程度的 反向电压，在辅助二极管12A反向恢复后关断。 一般二极管反向恢复 时产生的反向恢复损耗和元件的耐压存在折衷(trade-off)的关系， 因此通过将辅助二极管12A的耐压选定得低，还能够缩短反向恢复时 间，降低辅助二极管12A的反向恢复损耗。另外，当二极管中流过电 流时产生的导通损耗也与元件的耐压存在折衷的关系，因此通过将辅 助二极管12A的耐压选定得低，还能够降低辅助二极管12A的导通 损耗。如以上所说明，4艮据第7实施例，通过将反向电压施加电路7E 中的辅助二极管12A选定得其耐压比主电路开关元件4ul低，能够降 低该反向恢复损耗以及导通损耗，能够提供更小型且低损耗的电力变 换装置。在以上的笫1实施例 第7实施例中，当辅助二极管12、 12A应 用由宽禁带(wide gap)半导体构成的辅助二极管时，能够进一步降 低损耗。作为该宽禁带半导体，能够应用SiC (碳化硅)、GaN (氮
化镓)、以及金刚石。由宽禁带半导体构成的辅助二极管与硅半导体相比能够使绝缘 破坏电场强度加大1位数(1桁)左右，能够实现辅助二极管的高耐 压化。即使是例如在硅半导体中对辅助二极管只能使用双极性二极管 这样的耐压高的辅助二极管，在宽禁带半导体中也能够使用单极性二 极管。当使用单极性二极管时，没有少数载流子的蓄积，不会形成反 向恢复电荷，因此不会流过反向恢复电流，反向恢复损耗本质上变成 零。单极性二极管虽然有蓄积在结电容中的电荷，但是该结电容的充 放电电流很小。因而，能够降低辅助二极管的损耗。另外，反向恢复 电流不会流入反向电压施加电路以及主电路开关元件，因此能够降低 反向恢复电流引起的损耗。这样，如果辅助二极管应用宽禁带半导体， 则能够降低反向恢复电流引起的损耗，因此能够提供更小型且低损耗 的电力变换装置。另外，在以上的第1实施例 第7实施例中，作为主电路开关元 件以及正常导通型开关元件，当应用由宽禁带半导体构成的开关元件 时，能够进一步降低损耗。作为宽禁带半导体，能够应用SiC(碳化 硅)、GaN (氮化镓)、以及金刚石。在利用宽禁带半导体形成的开关元件中，与硅半导体相比能够使 绝缘破坏电场强度加大1个位数左右，能够将用于保持绝缘破坏耐压 的漂移层变薄到1/10左右，因此能够降低开关元件的导通损耗。并且, 与硅半导体相比，能够将饱和电子漂移速度加快2倍左右，因此能够 实现10倍左右的高频化。由此，能够降低开关元件的导通/关断损耗。 这样如果主电路开关元件以及正常导通型开关元件应用宽禁带半导 体，则能够降低开关元件的导通损耗和导通/关断损耗，能够提供更小 型且低损耗的电力变换装置。
权利要求
1. 一种电力变换装置，其特征在于，具有直流电源；为了将上述直流电源的直流变换为交流而桥式连接、并分别反并联连接了回流二极管的多个主电路开关元件；以及反向电压施加单元，当切断上述回流二极管的回流电流时，向上述回流二极管施加小于上述直流电源的电压的反向电压，上述反向电压施加单元由电压低于上述直流电源的低电压直流电源、上述回流二极管的反向恢复时导通且耐压低于上述主电路开关元件的反向电压施加开关元件、以及反向恢复时间比上述回流二极管短的辅助二极管的串联连接所构成，上述反向电压施加开关元件是多数载流子为空穴的元件。
2. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 在上述低电压直流电源上串联连接了限流电阻， 在上述低电压直流电源和上述限流电阻的串联电路上并联连接了高频电容器。
3. 根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于， 由上述低电压直流电源的输出来驱动上述主电路开关元件。
4. 根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于， 设置了电压变化率促进单元以促进上述主电路开关元件的输出电压 的时间变化，该电压变化率促进单元在上述主电路开关元件关断时使 该主电路开关元件的栅极驱动阻抗降低。
5. 根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于， 上述辅助二极管由宽禁带半导体构成。
6. 根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，上述宽 禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
7. 根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于， 上述主电路开关元件由宽禁带半导体构成。
8. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，上述宽 禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
9. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于， 在上述主电路开关元件上串联设置了正常导通型开关元件， 使上述正常导通型开关元件与上述主电路开关元件的导通关断同步地进行导通关断地、连接了上述正常导通型开关元件的栅极和上 述主电路开关元件的负极。
10. 根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于， 在上述低电压直流电源上串联连接了限流电阻， 在上述低电压直流电源和上述限流电阻的串联电路上并联连接了高频电容器。
11. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 设置了电压变化率促进单元以促进上述主电路开关元件的输出电压 的时间变化，该电压变化率促进单元在上述主电路开关元件关断时使.该主电路开关元件的栅极驱动阻抗降低。
12. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 通过上述低电压直流电源的输出来驱动上述主电路开关元件。
13. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 上述辅助二极管的耐压比上述正常导通型开关元件的耐压低，上述反 向电压施加单元并联连接在上述主电路开关元件上。
14. 根据权利要求11所述的电力变换装置，其特征在于，上述 辅助二极管的耐压比上述正常导通型开关元件的耐压低，上述反向电压施加单元并联连接在上述主电路开关元件上。
15. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 上述辅助二极管由宽禁带半导体构成。
16. 根据权利要求15所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
17. 根据权利要求11所述的电力变换装置，其特征在于，上述 辅助二极管由宽禁带半导体构成。
18. 根据权利要求17所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
19. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 上述主电路开关元件由宽禁带半导体构成。
20. 根据权利要求19所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
21. 根据权利要求11所述的电力变换装置，其特征在于，上述 主电路开关元件由宽禁带半导体构成。
22. 根据权利要求21所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
23. 根据权利要求9或者IO所述的电力变换装置，其特征在于， 上述正常导通型开关元件由宽禁带半导体构成。
24. 根据权利要求23所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
25. 根据权利要求11所述的电力变换装置，其特征在于，上述 正常导通型开关元件由宽禁带半导体构成。
26. 根据权利要求25所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
27. —种电力变换装置，其特征在于，具有 直流电源；为了将上述直流电源的直流变换为交流而桥式连接、并分别反并 联连接了回流二极管的多个主电路开关元件；正常导通型开关元件，其分别串联连接在上述主电路开关元件中 的负侧臂的主电路开关元件上，并将其栅极和上述主电路开关元件的 负极分别连接成与上迷负侧臂的主电路开关元件的导通关断同步地 进行导通关断；以及反向电压施加单元，当切断上述回流二极管中的负侧臂的回流二 极管的回流电流时，向上述负侧臂的回流二极管施加小于上述直流电 源的电压的反向电压，上述反向电压施加单元由电压低于上述直流电源的低电压直流 电源、当上述回流二极管的反向恢复时导通且耐压低于上述主电路开 关元件的反向电压施加开关元件、以及反向恢复时间比上述回流二极 管短的辅助二极管的串联连接所构成，上述反向电压施加开关元件是多数载流子为空穴的元件。
28. 根据权利要求27所述的电力变换装置，其特征在于， 在上述低电压直流电源上串联连接了限流电阻， 在上述低电压直流电源和上迷限流电阻的串联电路上并联连接了高频电容器。
29. 根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 利用上述低电压直流电源的输出来驱动上述主电路开关元件。
30. 根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 设置了电压变化率促进单元以促进上述主电路开关元件的输出电压 的时间变化，该电压变化率促进单元在上述主电路开关元件关断时使 该主电路开关元件的栅极驱动阻抗降低。
31. 根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 上述辅助二极管的耐压比上述正常导通型开关元件的耐压低，上述反向电压施加单元并联连接在上述主电路开关元件上。
32. 根据权利要求30所述的电力变换装置，其特征在于，上述 辅助二极管的耐压比上述正常导通型开关元件的耐压低，上述反向电 压施加单元并联连接在上述主电路开关元件上。
33. 根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 上述辅助二极管由宽禁带半导体构成。
34. 根据权利要求33所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
35. 根据权利要求29所述的电力变换装置，其特征在于，上述 辅助二极管由宽禁带半导体构成。
36. 根据权利要求35所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
37. 根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 上述主电路开关元件由宽禁带半导体构成。
38. 根据权利要求37所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由Sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
39. 根据权利要求29所述的电力变换装置，其特征在于，上述 主电路开关元件由宽禁带半导体构成。
40. 根据权利要求39所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
41，根据权利要求27或者28所述的电力变换装置，其特征在于， 上述正常导通型开关元件由宽禁带半导体构成。
42. 根据权利要求41所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
43. 根据权利要求29所述的电力变换装置，其特征在于，上述 正常导通型开关元件由宽禁带半导体构成。
44. 根据权利要求43所述的电力变换装置，其特征在于，上述 宽禁带半导体由sic (碳化硅)、GaN (氮化镓)或者金刚石构成。
全文摘要
一种电力变换装置，其特征在于具备直流电源(1)；为了将直流电源的直流变换为交流而桥式连接、并分别反并联连接了回流二极管(5u，5v，…)的多个主电路开关元件(4u，4v，…)；以及反向电压施加电路(7)，当切断回流二极管的回流电流时，向回流二极管施加小于直流电源的反向电压，反向电压施加电路由电压低于直流电源电压的低电压直流电源(8)、在回流二极管反向恢复时导通且耐压低于主电路开关元件的反向电压施加开关元件(11)、以及反向恢复时间比回流二极管短的辅助二极管(12)的串联连接所构成，反向电压施加开关元件是多数载流子为空穴的元件。
文档编号H02M7/5387GK101401289SQ20078000903
公开日2009年4月1日 申请日期2007年2月16日 优先权日2006年3月15日
发明者小山建夫, 葛卷淳彦, 饼川宏 申请人:株式会社东芝