撷取三相电流信息调整脉冲宽度的方法及其脉宽调制系统的制作方法

专利名称：撷取三相电流信息调整脉冲宽度的方法及其脉宽调制系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法， 特别是涉及一种藉由单一直流链电流传感器撷取三相电流的信息以调整脉 沖的宽度的方法。
背景技术：
近年来，随着电机变频技术的蓬勃发展，交流电机在工商业的用途上 日趋重要，从工具机、电动车辆，到家用的变频冷气都需要釆用交流电机 的驱动控制技术。而在交流电机的驱动器系统中，核心的直流交流换流器
(DC/AC inverter)的操作原理是以脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)的 技术为基础。例如由PWM更进一步发展出的正弦波宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)，利用三相弦波的电压与 一三角载波做比较，并 依据其差异产生不同的波宽调制，因为设计简单，可降低噪音及链波，而 普遍被应用于一般的交流电机的设计中。而近几年来，另一由PWM发展出 的空间向量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)的技 术，利用跟踪圓形旋转磁场来控制PWM的电压，将电压空间向量相加，以 得到磁链的轨迹，还因为可减少输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗， 降低了转矩的脉动，而具有噪音低、电压利用率高、容易数字化等优点， 有后来居上的趋势。SVPWM不仅比相同频率的SPWM可以得到较高的输 出电压能力，及较少的切换次数，还可以根据所送出的空间向量电压，得 到直流链电流与相电流的关系，因此逐渐被应用在较高阶的电机设计中。
三相交流电机在进行闭回路控制时，若欲提升控制回路的频宽，电流 内回路的控制就变得相当重要。在交流电机的驱动控制的核心技术中，如 何藉由调制脉宽的讯号来控制换流器的输出电压，进而控制交流电机的电 流以产生扭矩(torque),同时可以有效地控制交流电机的扭矩输出，得到较 佳的电机运转效率，根本问题即是如何控制三相交流电机的三相电流。因此在 一般三相交流电机的驱动器中，会使用至少两个相电流传感器以得到
电流的回授信号，以便进行电流控制回路的设计；然而由于成本、体积、 重量及驱动电路电路板尺寸的考虑，此至少两个的相电流传感器(例如霍尔 电流传感器，Hall current sensor),会增加整个驱动系统的成本，同时因为只 感测三相电流中的两相电流，第三相电流在估测时，可能会因为外部电路 组件特性的差异与漂移导致误差，而此误差可能会反映在电机输出的扭矩 的特性上，造成扭矩涟波。因此部分现有技术中，都提出省略此多个相电 流传感器，直接使用单一个直流链电流传感器(DC-link current sensor)的方 法，以期解决此问题。因为单一直流链电流传感器较霍尔电流传感器的成 本低、体积小且重量轻，并且可经由单一直流链电流(DC-link current)来得 到所需的三相电流。
藉由单 一 直流链电流来得到所需的三相电流的技术常仅限于前述的 SVPWM的切换方式。但SVPWM的方法会面临当电压空间向量长度太短 而落于不可量测(immeasurable region)区域时，无法有效地量测电流的问题， 因此在先前技术的美国专利US 6,735,537 B2中教导利用移动原来电压空间 向量所产生的PWM的信号，使得所产生的电压空间向量的长度都符合最短 的可量测得到相电流的时间，同时这种PWM的位移技术并不会改变原来期 望产生的合成的电压空间向量，因为经由位移所产生的位移空间向量会互 相抵消。但此作法的缺点是技术实现的方式复杂，电流取样(sampling)的时 间点也必须根据PWM位移的条件来调整，因此所量测到的相电流并不一定 是平均电流，而可能影响到电流控制的性能。
也有利用SVPWM的方法，通过一个零向量(zero voltage vector),减少 或改善不可量测区域的方法。例如在1997年11月美国电机电子工程师协 会的电力电子期刊(IEEE transactions on power electronics)的第12册，第6 号，"FPGA realization of space-vector PWM control IC for three-phase PWM inverters"—文中，作者Ying-Yu Tzou和Hau-Jean Hsu教导在SVPWM的一 个切换周期内，使用 一个零向量来调整所产生的电压空间向量(voltage space vector)大小。而更进一步在美国专利US 7,102,327 B2中，依据前述方法定 义该零向量的选用方式，是以两个主电压空间向量的大小为依据，此法可 以缩小不可量测区域的问题，并且进 一 步提出当欲产生的空间向量落在不 可量测区间时，将其改用两个空间向量合成，藉以避开不可量测区间，来撷取三相电流的信息，但缺点是技术实现方式复杂，电流取样的时间点每 个周期都要计算一次。
也有同样利用SVPWM的方法，但是加上讯号插入的技术，以减少或
改善不可量测区域的方法。例如在美国专利US 7,075,267 Bl中教导在一个 PWM的切换周期中插入一小段检测向量的方法，藉由此检测向量所量测到 的直流链电流，来决定此周期内欲控制哪一相的电流，并结合一迟滞电流 控制器，以避开电压空间向量落于不可量测区域的问题，达到三相弦波电 流的控制。但此法较适用于PWM切换频率高的系统，而且迟滞电流控制器 是以模拟的方式来实现的，和SVPWM的数字电路较不兼容。也有藉由插 入空间向量的方式来量测三相电流的，以避开电压空间向量落于不可量测 区域的问题。例如在美国专利US 7,015,664 B2中所教导的方法，但此法会 影响原先欲合成的电压空间向量的大小，同时也会影响电流回路的取样频 率。还有其它的做法，例如在2006年9月美国电机电子工程师协会的电力 电子期刊(IEEE transactions empower electronics)的第21册，第5号，"Phase cuiTent reconstruction for AC motor drives using a dc link single current sensor and measurement voltage vectors"—文中，作者Hongrae Kim和Thomas M. Jahns教导是在一个PWM的切换周期内，在原先SVPWM的讯号后面插入 三组检测向量，且这插入的三组检测向量合为0,此法的优点是在通过直流 链电流获得相电流相关的信息的过程中，完全不会受到不可量测区域的影 响，但是此法虽然降低PWM的切换频率，却会增加功率晶体管的开关次数， 同时也会影响所合成的电压空间向量的大小。
除此之外，过去文献中所使用的技术，都会改变所量测的直流链电流 的流向，即跨压在直流链电流传感器上的电压会有正电压和负电压的输出， 因此为了处理此正负电压的讯号，必须使用具有正负电源的运算放大器， 如此一来，系统上就必须提供额夕l、一组正负电源来处理直流链电流的回授 信号，提高整个系统的复杂度；请参考图1,图1即为传统SVPWM系统 200的电路示意图。传统SVPWM系统200包含了一输入电源3, —直流交 流换流器4， 一控制芯片8, —三相交流电4几5， 一直流链电流感测电阻6， 一双电源运算放大器卯，两个稳压器100 、 101,以及一模拟数字转换器7(A/D converter)。直流交流换流器4还包含了 6个功率晶体管Sl、 S2、 S3、 S4、 S5、以及S6。其中输入电源3耦接于直流交流换流器4及直流链电流感测
8电阻6,用来提供直流交流换流器4电源。稳压器101耦接于控制芯片8、 模拟数字转换器7,是用来提供控制芯片8、模拟数字转换器7电源(例如 +5V),而稳压器IOO耦接于双电源运算放大器90,负责提供双电源运算放 大器90双电源(例如+A15V)。双电源运算放大器90耦接直流链电流感测电 阻6，是放大直流链电流感测电阻6上的跨压，再输出给模拟数字转换器7。 直流链电流感测电阻6耦接于直流交流换流器4,其上所流过的电流即为由 三相电流转换后的直流链电流。三相交流电机5耦接于直流交流换流器4, 提供三相电流流入或流出直流交流换流器4。控制芯片8耦接于模拟数字转 换器7以及稳压器101,主要用来运算控制法则，及处理电流的回授信号等 等。另外过去文献所探讨的藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的 方法，大多数是基于SVPWM的技术，而在一些低成本的系统的应用中， SPWM的应用很广泛，但却无法使用此通过直流链电流获得相电流相关信 息的技术。
请参考图3,图3为依据直流交流换流器4中的6个功率晶体管Sl、 S2、 S3、 S4、 S5、 S6导通状态的不同，所产生的8组电压空间单位向量， 即两个零向量V0(000)及V7(111),以及6个电压空间单位向量Vl(lOO)、 V2(110)、 V3(010)、 V4(011)、 V5(001)、 V6(101),和直流链电流感测电阻6 上的a、 b、 c三相的三相电流(Ia、 Ib、 Ic)的大小及方向的对应列表。如图1 中所示，以1表示功率晶体管上臂开关(S1、 S3、 S5)导通，下臂开关(S2、 S4、 S6)截止；以0表示功率晶体管上臂开关(S1、 S3、 S5)截止，下臂开关 (S2、 S4、 S6)导通的情形。因此，举例来说，在图3中，电压空间单位向量 Vl(100)表示直流交流换流器4中的Sl、 S4、 S6功率晶体管导通，S2、 S3、 S5功率晶体管截止。又定义流入三相交流电才几5的电流方向为正，则#4居 此电压空间单位向量Vl(lOO),在直流链电流感测电阻6上的所量得的相电 流为Ia。 Ia电流流动方向，如图4中所示。图4即描述功率晶体管Sl、 S4、 S6导通，S2、 S3、 S5截止时，直流链电流与相电流的流向的示意图。
6个电压空间单位向量V1 V6互相独立，用来当成合成电压空间向量 的基本向量，而零向量V0及V7则用来调整责任比。请参考图5,图5为 一于6个主电压空间单位向量VI、 V2、 V3、 V4、 V5、 V6所构成的电压空 间向量图中的低调制指数区域的示意图。在图5中，电压空间单位向量 Vl(100)和V2(110)中间所形成的区域即称为第一象限，同理，电压空间单
9位向量V2(110)和V3(010)中间所形成的区域即称为第二象限，其余象限依 此类推。任何一个电压空间向量均可由V1 V6中的两个电压空间单位向量， 再加上零向量按照某种调制比例来合成。图5中每一电压空间向量的长度 即代表图1中功率晶体管的导通时间。例如Vl(100)即代表在Sl导通，S2 截止，S3截止，S4导通，S5截止，S6导通的情形下维持一个周期T的时 间。
如果一 SVPWM系统的向量落于电压空间单位向量VI和V2之间，则 根据SVPWM的理论，该向量最佳化的切换序列为VO、 VI、 V2、 V7、 V2、 VI、 VO，因此理论上每个周期中都会产生可用来获取相电流相关信息的直 流链电流。但事实上，当电压空间向量落于低调制指数(low modulation index) 区时(如图5中斜线区域所示)，或当电压空间向量落于主动向量区域边缘时 (如图7中斜线区域所示)，因为此二区中的电压空间向量本身太小，也就是 说，功率晶体管导通的时间太短，当流过功率晶体管的电流都还没到达一 稳态时，功率晶体管就又截止了，因此会导致PWM的取样失败。图7为一 于6个主电压空间单位向量VI、 V2、 V3、 V4、 V5、 V6所构成的电压空间 向量图中的主动向量区域边缘区域的示意图。此二区域亦合称为不可量测 区域。请参考图6。图6即是描述一落于不可量测区域的低调制指数区(即 图5中斜线区域所示)的电压空间向量的一个周期的时间示意图。图6中， A信号为1时表示功率晶体管Sl导通，S2截止，A信号为0时表示功率晶 体管S1截止，S2导通；B信号为1时表示功率晶体管S3导通，S4截止， B信号为O时表示功率晶体管S3截止，S4导通；C信号为l时表示功率晶 体管S5导通，S6截止，C信号为0时表示功率晶体管S5截止，S6导通。 由图中可看出，此向量落于电压空间单位向量VI和V2之间，符合SVPWM 理论所得的向量最佳化的切换序列VO(OOO)、 Vl(lOO)、 V2(110)、 V7(111)、 V2(110)、 Vl(lOO)、 VO(OOO)。而且由于此向量位于低调制指数区，向量本 身的长度很短，因此一个周期中有很长的时间是以零向量(lll)来填满其长 度。此向量落于电压空间单位向量VI和V2之间，也就是说此向量可由 Vl(100)及V2(110)两向量来合成，图中T1/2的向量即为Vl(lOO), T2/2的 向量为V2(110),由图中可看出，两向量的时间均非常短(亦即向量长度很 短)，无法满足PWM取样时间不小于Tm+Td的要求，因此会导致PWM取 样失败。其中取样时间Tm的长短与功率晶体管从导通到稳态的时间，运算放大器的输出电压斜率(OP-amp slew rate,运算放大器输出电压斜率的大小 反比于该运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间)，以及模拟数 字转换器的取样时间有关；Td则与上下两晶体管的导通及截止时间有关。
同样地，图8即是描述一位于图7中斜线区域，也就是不可量测区域 的主动向量区域边缘的电压空间向量的一个周期的时间示意图。在图8中， A、 B、 C所代表的功率晶体管导通的情形和图6中相同，于此不再赘述。 且此向量亦落于电压空间单位向量VI和V2之间，可由VI及V2来合成， 亦符合SVPWM理论所得的向量最佳化的切换序列VO、 VI、 V2、 V7、 V2、 VI、 VO。然而因为此向量位于主动向量区域边缘，因此此向量由一较长的 VI向量(100)(图中T1/2所代表，且Tl/2〉Tm+Td),及一很短的V2向量(IIO) (图中T2/2所代表，且T2/2〈Tm+Td)所合成，因此PWM取样时只能取到单 一相电流(由V]向量所提供)，V2向量因为向量长度过短而会导致PWM取 样失败。

发明内容
本发明提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法， 其包含下列步骤由一交流电机产生一三相电流；该三相电流经过一脉沖
宽度调制器调制后产生一原始电压空间向量；检测该原始电压空间向量的 电压成分，以产生一检测结果；根据该检测结果提供三总合为零的检测向 量；依序插入该三总合为零的^f全测向量于该原始电压空间向量之后；分别 在该三检测向量插入时间中进行电流取样，以产生一取样结果；及根据该 取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉沖的宽度。
本发明提供 一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的脉沖宽 度调制系统，包含一三相交流电机， 一脉冲宽度调制器， 一检测装置，一 检测向量提供装置， 一控制芯片，以及一模拟数字转换器。该三相交流电 机用以产生一三相电流。该脉沖宽度调制器，耦接于该三相交流电机，用 以调制该三相电流，以产生一原始电压空间向量。该检测装置，用以检测 该原始电压空间向量的电压成分。该检测向量提供装置，用以根据该检测 的结果提供三总合为零的检测向量。该控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制 器，用以依序插入该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。 以及该模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量插入的时间中进行电流取样，以产生一取样结果。其中该控制芯片会根据该 取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。
本发明还提供 一 种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方
法，其包含下列步骤由一交流电机产生一三相电流；该三相电流经过一 空间向量脉沖宽度调制器调制后产生一第 一 电压空间向量序列，该第 一 电 压空间向量序列包含多个第一电压空间向量；检测该第一电压空间向量序 列的每一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果；检测该多个第一电 压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果；根据该第一检测结 果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相同的零向量，以 产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列包含多个第二电 压空间向量；重新安排该第二电压空间向量序列的多个第二电压空间向量 的顺序，以产生一第三电压空间向量序列；根据该第二检测结果提供三总 合为零的检测向量；依序插入该三总合为零的检测向量于该第三电压空间 向量序列之后；分别在该三检测向量插入时间中进行电流取样，以产生一 取样结果；以及根据该取样结果调整该脉沖宽度调制器产生的脉冲的宽度。 本发明另提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的空间 向量脉冲宽度调制系统，包含一三相交流电机， 一空间向量脉冲宽度调制 器， 一检测装置， 一取代装置， 一重新安排装置， 一检测向量提供装置， 一控制芯片，以及一模拟数字转换器。该三相交流电机用以产生一三相电 流。该空间向量脉冲宽度调制器耦接于该三相交流电机，用以调制该三相 电流，以产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多 个第 一 电压空间向量。该检测装置用以检测该第 一 电压空间向量序列的每 一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果，以及检测该多个第一电压 空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果。该取代装置用以根据 该第一检测的结果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相 同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列 包含多个第二电压空间向量。该重新安排装置用以重新安排该第二电压空
间向量序列中的多个第二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向 量序列。该检测向量提供装置用以根据该第二检测的结果提供三总合为零 的检测向量。该控制芯片耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序插入该三总 合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。该模拟数字转换器耦
12接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量插入的时间中进行电流取样， 以产生 一取样结果，其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调 制器产生的脉冲的宽度。


图1为传统SVPWM系统的电路示意图。 图2为整个SVPWM系统的电路示意图。
图3为依据功率晶体管的导通状态不同所产生的8组的电压空间单位 向量和流经直流链电流感测电阻上三相电流的大小及方向的对应列表。
图4即描述功率晶体管Sl、 S4、 S6导通，S2、 S3、 S5截止时，直流 链电流与相电流的流向的示意图。
图5是描述于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中的 不可量测区域中的 一低调制指数区域的示意图。
图6为一描述一位于不可量测区域的低调制指数区的电压空间向量的 一个周期的时间示意图。
图7为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中的不 可量测区域中主动向量区域边缘区域的示意图。
图8是描述一位于不可量测区域的主动向量区域边缘的电压空间向量 的一个周期的时间示意图。
图9为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量上加入三 个检测向量的示意图。
图10为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量上加入三 个检测向量的示意图。
图1为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中，插 入不同检测向量的区域的示意图。
图12为根据图9中所插入的检测向量所得的功率晶体管导通状态的时 间示意图。
图13为根据图10中所插入的检测向量所得的功率晶体管导通状态的 时间示意图。
图]4为根据两零向量互相置换的方法，将图12中的功率晶体管导通 状态进一步简化的时间示意图。图15即为根据两零向量互相置换的方法，将图13中的功率晶体管导
通状态进一步简化的时间示意图。
图16为图12的另一简化时间示意图。 图17为图13的另一简化时间示意图。
图18为一根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法的流程图。
图19为根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法，再加入 考虑电流在切换区间会不连续的问题的修正流程图。
图20为补偿本发明的方法所造成的原始电压空间向量振幅变小的流程图。
图2]为三相电压的区间定义图。
图22为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图，图中 圓圈及阴影部分表示本发明的方法对电压空间向量振幅的限制及影响范围。
图23为在不同的SVPWM的调制频率下(但功率晶体管导通时间固定)， 运算放大器的输出电压斜率对该插入检测向量后的新频率的影响的示意图。
图24为在不同的SVPWM的调制频率下，不同的检测向量的时间(Tp2), 对该原始电压空间向量的振幅所造成的影响的示意图。
图25为在不同的运算放大器的输出电压斜率下，不同的模拟数字转换 器的取样频率，对插入检测向量的时间所造成的影响的示意图。
图26为图11中区域2，插入检测向量方向为(IOO)、 (010)、 (OOl)时的 模拟数字转换器的取样信号实验图。
图27则为图il中区域l,插入检测向量方向为(Oll)、 (101)、 (IIO)时 的模拟数字转换器的取样信号的实验图。
图28为本发明的A相电流、Sl功率晶体管、直流链电阻上的电压信 号、以及模拟数字转换器的取样信号的实验图。
图29为本发明所得的获得的相电流和实际量测的相电流的比较实验图。
附图符号说明2,200 SVPWM系统 3 电源
4直流交流换流器 5 三相交流电才几
6 直流链电流感测电阻7 模拟数字转换器
8 控制芯片9 单电源运算放大器
Vsl,Vs2,Vs 电压空间向量 卯 双电源运算放大器
SI S3 IS4
10,100,10
稳压器 '，，，功率晶体管
S5,S6
500饱和区41,42 三相电压区间
11,13,15,20，22,24,26,28,30,32,34,36,60，
步骤
62,64,66,68,70，72,74，76,78,80，82，84,86, 88，90
具体实施例方式
本发明针对过去文献所提出的技术的缺点，提出 一种藉由撷取三相电 流的信息以调整脉沖的宽度的方法，根据电机电气的信息，藉由插入特定 的检测向量(detecting vector)，使得跨压在直流链电流感测电阻的电压皆为 正电压，并通过单电源的运算放大器将其放大并滤波，再藉由P"WM同步取 样的技术，将取得的电压讯号送至模拟数字转换器，即得到相电流的信息。 本发明不会受到不可量测区间的限制，实现方式筒单而且电流取样点固定， 可以得到平均电流，并且不只适用于SVPWM系统，亦适用于SPWM的系 统中。
请参考图2,图2为整个SVPWM系统2的电路示意图。SVPWM系统 2包含了一输入电源3, —直流交流换流器4， 一控制芯片8, —三相交流 电机5, —直流链电流感测电阻6， 一单电源运算放大器9， 一稳压器IO, 以及一模拟数字转换器7(A/D converter)。其中输入电源3耦接于直流交流 换流器4及直流链电流感测电阻6;用来提供直流交流换流器4电源。稳压 器10耦接于控制芯片8、模拟数字转换器7、以及单电源运算放大器9，同 时提供控制芯片8、模拟数字转换器7、以及单电源运算放大器9电源(例如 +5V)。单电源运算放大器9耦接直流链电流感测电阻6，放大直流链电流感 测电阻6上的跨压，再输出给模拟数字转换器7。直流链电流感测电阻6耦 接于直流交流换流器4,其上所流过的电流即为由三相电流转换后的直流链 电流。三相交流电机5耦接于直流交流换流器4,提供三相电流流入或流出直流交流换流器4。控制芯片8耦接于模拟数字转换器7以及稳压器10, 主要用来通过其中的写入的软件或固件，检测该原始电压空间向量的电压 成分，并根据该检测的结果提供三总合为零的检测向量，再依序插入三总 合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后，并运算控制法则，及处理 电流的回授信号，并根据该撷取三相电流的信息以调整该脉冲宽度调制器 产生的脉冲的宽度。直流交流换流器4用来当成脉沖宽度调制器，还包含 了6个功率晶体管S1、 S2、 S3、 S4、 S5、以及S6,在SVPWM的应用中， 根据此6个功率晶体管导通状态的不同，可得到8组电压空间向量，即两 个零向量及6个电压空间向量，用来判断直流链电流感测电阻6上的相电 流的大小及方向。模拟数字转换器7用来转换直流链电流感测电阻6上所 量测到的直流链电流信号为数字信号，再送至控制芯片8,配合适当的电机 控制法则，产生PWM讯号回馈给直流交流换流器4。
为了要避免于不可量测区所产生的取样失败，本发明提出了根据原始 的电压空间向量所在的区域，插入三组检测向量，方向为(IOO)、 (010)、 (001) 或(Oll)、 (101)、 (110),且所插入的三组检测向量合为0的作法，以增加原 始电压空间向量的长度，使其符合不小于Tm+Td的取样条件。当原始电压 空间向量中的两相电压为正时，插入检测向量方向为(IOO)、 (010)、 (001)， 其中方向为(1 OO)向量所检测到的电流即为三相电流中的a相电流，方向为 (010)向量所检测到的电流即为三相电流中的b相电流，方向为(001)向量 所检测到的电流即为三相电流中的c相电流。当原始电压空间向量中的两相 电压为负时，插入检测向量方向为(Oll)、 (101)、 (110)，其中方向为(011)向 量所检测到的电流即为三相电流中的a相电流，方向为(101)向量所检测到 的电流即为三相电流中的b相电流，方向为(110)向量所检测到的电流即为 三相电流中的c相电流。请参考图11。图11为一于6个主电压空间单位向 量V]、 V2、 V3、 V4、 V5、 V6所构成的电压空间向量图中，插入不同检测 向量的区域的示意图。图11中将图5中的每一个象限进一步划分为2个区 域区域l以及区域2。区域l中是使用^^测向量方向为(01])、 (101)、 (110) 插入，区域2中则使用检测向量方向为(IOO)、 (010)、 (OO])插入。请参考图 9,图9即为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量Vsl上加 入三个检测向量的示意图。由图中可看出该原始电压空间向量Vsl位于图5 中第六象限的区域l中，故插入检测向量方向为(Oll)、 (101)、 (110)。请参考图10,图10亦为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量
Vs2上加入三个检测向量的示意图。由图中可看出该原始电压空间向量Vs2 位于图5中第二象限的区域2中，故插入检测向量方向为(100)、(010)、(001)。
图12即图9的时间示意图。在图12中，前半部Tpl的时间代表原始 电压空间向量Vsl的调制时间，后半部Tp2代表插入三个检测向量方向为 (011)、 (101)、(〗10)总共所需的时间(亦即电压空间向量图中的向量长度)。 在图12中，A、 B、 C所代表的功率晶体管导通的情形和图6中相同，于此 不再赘述。在图12的前半部Tpl的上方的三角波为一根据SVPWM所产生 的一载波比较值，当该载波比较值高于Ta时表示A为1,低于Ta时表示A 为0。同理当该载波比较值高于Tb时表示B为1,低于Tb时表示B为O; 当该载波比较值高于Tc时表示C为1,低于丁c时表示C为0。由图9中可 看出该原始电压空间向量Vsl落于5图中的第六象限，可通过Vl(100)及 V6(101)两主电压空间单位向量来合成，根据SVPWM的理论，该向量最佳 化的切换序列为VO、 Vi、 V6、 V7、 V6、 VI、 VO,与图12中所示相同。 而于其后Tp2时间所插入的三个检测向量方向为(Oll)、 (101)、 (110)的时 间不小于取样时间条件Tm+Td,才可取样成功，由图中即可看出此结果。
图12中亦列出模拟数字转换器的取样时间(A/Dsampe)以供参考，由图 知Tm中包含有A/D sample的时间(如先前所述)，而且由图中也可看出三个 检测向量的长度均大于A/D sample的时间，故知取样正确。因为本发明所 插入三检测向量可以为一固定长度，亦即一不小于Tm+Td的适当长度，则 取样时间即可随的固定，不用根据PWM的切换时间点来变更取样点，因此 较易取得平均电流，所获得的三相电流亦较准确。
同理图13为图IO的时间示意图。在图13中，前半部Tpl的时间代表 原始电压空间向量Vs2的调制时间，后半部Tp2代表插入三个检测向量方 向为(IOO)、 (010)、 (001)所需的时间。在图13中，A、 B、 C所代表的功率 晶体管导通的情形和图6中相同，于此不再赘述。在图13的前半部Tpl的 上方的三角波为一根据SVPWM所产生的载波比较值，亦与图12相同，故 亦不再赘述。由图10中可看出该原始电压空间向量Vs2落于5图中的第二 象限，可通过V2(110)及V3(010)两主电压空间单位向量来合成，根据 SVPWM的理论，该向量最佳化的切换序列为VO、 V3、 V2、 V7、 V2、 V3、 VO,与图13中所示相同。而于其后Tp2时间所插入的三个检测向量方向为
17(100)、 (010)、 (001)的时间亦不小于取样时间条件Tm+Td。图13中亦列出 模拟数字转换器的取样时间(A/Dsample)以供参考，由图13也可看出三个检 测向量均大于A/D sample的时间，故知取样正确。
图14即图；2的简化时间示意图。在图14中将零向量(11)以另一零向 量(000)取代，则B的状态在Tp]时间内全为0,因此该载波比较值与Tb的 比较部分可以省略(请参考图14的前半部Tpl的上方的三角波，亦即载波比 较值，已省略和Tb的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(000)、 (100)、 (JOl)、 (000)、 (101)、 (100)、 (000)，再将中间零向量(000)的时间并入两端 零向量(000)的时间内，即得简化的电压空间向量顺序如图14所示，(000)、 (100)、 (101)、 (]00)、 (000)。同理，图15即图13的简化时间示意图。在图 5中将零向量(]I1)以另一零向量(000)取代，则C的状态在Tp时间内全为 0,因此该载波比较值与Tc的比较部分可以省略(请参考图15的前半部Tpl 的上方的三角波，亦即载波比较值，已省略和Tc的比较部分)。取代后的电 压空间向量顺序为(OOO)、 (010)、 (110)、 (000)、 (110)、 (010)、 (000)，再将
中间零向量(ooo)的时间并入两端零向量(ooo)的时间内，即得简化的电压空
间向量顺序如图15所示，(000)、 (010)、 (110)、 (010)、 (000)。
图16即图！2的另一简化时间示意图。在图16中将零向量(000)以另一 零向量(lll)取代，则A的状态在Tpl时间内全为1，因此该载波比较值与 Ta的比较部分可以省略(请参考图16的前半部Tpl的上方的三角波，亦即 载波比较值，已省略和Ta的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(111)、 (00)、 (101)、 (111)、 (101)、 (100)、 (111),但此时需考虑如何切换功率晶体 管才能使得功率晶体管有最少的切换次数。根据本实施例，将两端零向量 (111 )的时间并入中间零向量(l 1 ])的时间内，即可得功率晶体管切换次数最 少的简化的电压空间向量顺序，如图16所示，(100)、 (101)、 (111)、 (101)、 (100)。同理，图17亦为图13的另一简化时间示意图。在图17中将零向量 (OOO)以另一零向量(lll)取代，则B的状态在Tpl时间内全为],因此该载 波比较值与Tb的比较部分可以省略(请参考图17的前半部Tpl的上方的三 角波，亦即载波比较值，已省略和Tb的比较部分)。取代后的电压空间向量 顺序为(lll)、 (010)、 (110)、 (111)、 (110)、 (010)、 (111),同样地需考虑如何
切换功率晶体管才能使得功率晶体管有最少的切换次数。根据本实施例， 将两端零向量(l 1 l)的时间并入中间零向量(l 1 l)时间内，即可得功率晶体管切换次数最少的简化的电压空间向量顺序，如图17所示，(010)、 (11 0)、 (111 )、
(110)、 (010)。
此种在SVPWM技术中的筒化电压空间向量顺序的作法，是通过控制 芯片中所写入的软件及固件来完成，可以减少所对应的功率晶体管的开关 次数，因此因为功率晶体管的开关所造成的能量损失，也会随之减少，对 SVPWM的调制效率而言，有相当的帮助。然而，因为本发明所提供的方法 是插入的三组检测向量于原始电压空间向量的调制时间之后，而非混合入 原始电压空间向量的调制的中，因此本发明并不会影响原始电压空间向量 的调制。也就是说，不论原始电压空间向量的调制是SPWM或SVPWM, 本发明的方法都适用，并不是只限于应用在前述实施例中的SVPWM的调 制中。同时也请注意虽然本发明所提出的方法欲解决不可量测区中所产 生的取样失败的问题，但本发明的方法并不限只能应用于落于电压空间向 量图中不可量测区的电压空间向量，在电压空间向量图中任意位置的电压 空间向量，均属本发明的方法的适用范围。
图18为根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法所绘的流 程图。其包含下列步骤
步骤20:进入三相交流电机的电流控制回路(该电流控制回路可以是控 制芯片8或是一些控制法则)。
步骤22:判断所欲测量的三相电流Ia、 Ib、 Ic的三相电压Va、 Vb、 Vc 中是否有两相电压大于0。若是，则前进到步骤26，若否，则前进到步骤 24。
步骤24:插入检测向量方向为(110)、 (101)、 (011),'并前进到步骤28。 步骤26:插入检测向量方向为(OOl)、 (010)、 (100),并前进到步骤30。 步骤28:量测两小于0的电流II和12的值，并前进到步骤32。 步骤30:量测两大于0的电流I]和12的值，并前进到步骤34。 步骤32:计算13=11+12，并前进到步骤36。 步骤34:计算13=-11-12,并前进到步骤36。
步骤36:检查电流Il、 12、 13和三相电流Ia、 Ib、 Ic的对应关系，并 将Il、 12、 13映射回三相电流Ia、 Ib、 Ic。接着再回步骤20,将所得的三相 电流的信息传回电流控制回路以进行脉沖宽度的调整。根据本发明所提供的方法，首先在三相交流电机的电流控制回路中判
断所欲测量的三相电流Ia、 Ib、 Ic所对应的三相电压Va、 Vb、 Vc中是否有 两相电压大于O，以决定该插入哪三组检测向量。若有两相电压大于O,则 插入检测向量方向为(001)、(010)、(100),若否，则插入检测向量方向为(IIO)、 (101)、 (011)。接着通过直流链电流感测电阻量测三相电流中的两相电流， 若插入的检测向量方向为(IIO)、 (101)、 (011)，则量测两小于0的电流II及 12,并且计算第三相电流13=11+12;若插入的检测向量方向为(OO])、 (010)、 (100),则量测两大于0的电流Il及12，并且计算第三相电流13=-11-12。最 后再检查Il、 12、 13和三相电流Ia、 Ib、 Ic的对应关系，并——对应映射回 去。三相电流都映射完后，则送回给控制芯片8,当成回授信号，完成整个 闭回路控制。
但是如果考虑电流在切换区间会不连续的问题，由于电机为电感性负 载，电流的切换会落后电压的切换，因此会导致某一小段时间内，某相电 压已从正电压切换到负电压了，该相电流仍然保持正电流状态，尚未切换 成负电流。此时若切换为另一组检测向量，会导致检测结果与本发明的预 期不合，必须等到该相电流也切换完成之后，才能插入新的一组检测向量。 因此本发明进一步将图18修正为图19。图19为根据本发明的量测位于不 可量测区域中的向量的方法，再加入考虑电流在切换区间会不连续的问题 的修正流程图。其包含下列步骤
步骤60:进入三相交流电才几的电流控制回^各(该电流控制回路可以是控 制芯片8或是一些控制法则)。
步骤62:由程序中判断三相电压Va、 Vb、 Vc中任一相电压是否有从 正电压转换为负电压，或由负电压转换为正电压的情形，若有，则设定标 志为1。
步骤64:判断所欲测量的三相电流Ia、 Ib、 Ic的三相电压Va、 Vb、 Vc 中是否有两相电压大于0。若是，则前进到步骤66,若否，则前进到步骤 68。
步骤66:判断标志是否为1，若是，则前进到步骤70,若否，则前进 到步骤78。
步骤68:判断标志是否为1,若是，则前进到步骤72,若否，则前进 到步骤80。步骤70:判断是否一相电流的值为0,若是，则前进到步骤74，若否， 则前进到步骤80。
步骤72:判断是否一相电流的值为0，若是，则前进到步骤76，若否， 则前进到步骤78。
步骤74:设定标志为O,并前进至步骤78。 步骤76:设定标志为0,并前进至步骤80。
步骤78:插入检测向量方向为(OOl)、 (010)、 (100),并前进到步骤8厶 步骤80:插入检测向量方向为(IIO)、 (101)、 (011)，并前进到步骤84。 步骤82:量测两大于0的电流Il和12的值，并前进到步骤86。 步骤84:量测两小于0的电流Il和12的值，并前进到步骤88。 步骤86:计算13=-11-12，并前进到步骤90。 步骤88:计算13=11+12,并前进到步骤90。
步骤90:检、查电流I1、 12、 13和三相电流Ia、 Ib、 Ic的对应关系，并 将Il、 12、 13映射回三相电流Ia、 Ib、 Ic。接着再回步骤60,将所得的三相 电流的信息传回电流控制回路以进行脉沖宽度的调整。
根据本发明所提供的方法，首先判断三相电压中任一相电压是否有从 正电压转换为负电压，或由负电压转换为正电压的情形，若有，则设定标 志(缓存器)为l,此緩存器即是用来确定是否需判断某相电流等于0的依据。 以图2]中Vc的例子来说，图21为三相电压Va、 Vb、 Vc的区间定义图， 当经过区域41要进入区域42的时候，Vc由正电压变成负电压，因此刚进 入区域42时緩存器被设为1。但是因为电机是电感性负栽，电流会落后电 压些许相位，因此虽然Vc由正电压变成负电压，电流Ic却仍未由正电流转 为负电流，因此需判断Ic电流是否为0，如果Ic是O,则緩存器设定为O, 才可以改插入新的检测向量，否则将继续使用旧的检测向量。接着进入三 相交流电机的电流控制回路中，判断所欲测量的三相电流Ia、 Ib、 Ic所对应 的三相电压Va、 Vb、 Vc中是否有两相电压大于0,以决定该插入哪三组斗企 测向量。若有两相电压大于O，则再判断标志是否为1，若标志为1,则表 示三相电压中有一相电压有改变其正负号的特性，因此再进一步判断是否 该相电流等于O 若是，则表示该相电流也即将改变其正负号的特性，可以 插入检测向量了 ，因此将标志重设回0,并插入检测向量方向为(OOl)、 (010)、 (100)。若此时标志不为l，则表示并没有任何一相电压改变其正负号的特性，
21因此可以直接插入检测向量方向为(OOl)、 (010)、 (100)。若三相电压中并没 有两相电压大于O,则再判断标志是否为1，若标志为1,则表示三相电压 中有一相电压有改变其正负号的特性，因此再进一步判断是否该相电流等 于0 若是，则表示该相电流也即将改变其正负号的特性，可以插入检测向 量了，因此将标志重设回0,并插入4企测向量方向为(110)、(01)、 (011)。
但若此时标志不为1,则表示并没有任何一相电压改变其正负号的特性，因
此可以直接插入检测向量方向为(UO)、(01)、 (011)。接下来即通过直流链 电流感测电阻量测三相电流中的两相电流，若插入的检测向量方向为(l]O)、 (01)、 (01),则量测两小于0的电流11及12,并且计算第三相电流13=11 +12; 若插入的检测向量方向为(OOl)、 (010)、 (100),则量测两大于0的电流II及 12,并且计算第三相电流13=-11-12。最后再检查Il、 12、 13和三相电流Ia、 b、 Ic的对应关系，并——对应映射回去。三相电流都映射完后，则送回给 控制芯片8,当成回授信号，完成整个闭回路控制。
本发明利用插入三组检测向量，使得位于不可量测区域的原始电压空 间向量的长度增加，变成可量测的向量，再量测其中两相电流，并且由三 相绕组平衡，计算第三相电流，其中因为通过插入不同的检测向量，可调 整流过直流链电流感测电阻上的电流，当该电流为负时将其反向，令其恒 为正值，因此不需要双电源OP-amp,只需要一单电源OP-amp即可，同时 为了提供此双电源OP-amp工作，在电路上所额外增加的一组双电源，亦可 随的省略。
但由于加上了检测向量，对电路造成了两个影响l.电路切换的时间由 原始电压空间向量的时间Tpl,变长为再加上插入三组检测向量的时间Tp2 的(Tpl+Tp2)时，这会影响到本系统的电流回路的频率，进而影响到其频宽。 2.原始电压空间向量的振幅会缩小Tpl/(Tpl+Tp2)倍，要有效处理此问题， 必须将电压命令放大(Tpl+Tp2)/Tpl倍，但是此法又会造成如图22中的饱 和区500产生，图22为一于6个主电压空间向量所构成的空间向量图，图 中圓圈部分表示根据本发明的方法导致电流失真的空间电压向量的范围， 饱和区5OO(阴影部分)表示本发明的方法对电压空间向量振幅的影响范围。 因为使用SVPWM时，为了避免电流扭曲失真，电压都必须局限在图22的 圓圈里面，为了有效地避免饱和区500影响图22的圓圈太多，必须尽可能 的缩小检测向量的时间；但该检测向量的长度又必须不小于Tm+Td,以确保取样成功。因此检测向并不可无限制的增大，而必须寻求一个适当的值； 由于此适当的值的选取和Tm+Td有关，因此亦如前述，同样受到功率晶体 管的导通及截止时间、运算放大器的输出电压斜率、以及模拟数字转换器 的取样时间的影响。请参考图20，图20为补偿本发明的方法所造成的原始 电压空间向量振幅变小的流程图。图20中将原始电压空间向量振幅定义一 上限Vsmax,若超出此上限Vsmax，则以此上限为主。图20中的步骤包 含
步骤11:将新周期T设为T=Tpl+Tp2。
步骤13:将新的电压空间向量Vs的振幅放大(Tpl+Tp2)/Tpl倍。 步骤15:若新的电压空间向量Vs大于一电压空间向量振幅上限Vs max，贝'J将Vs-Vs max。
接下来介绍功率晶体管从导通及截止的时间，运算放大器的输出电压 斜率(OP-amp slew rate),以及模拟数字转换器的取样时间对插入检测向量的 时间Tp2造成的影响。请参考第23、24、及25图。图23为在不同的SVPWM 的调制频率下(但功率晶体管导通时间固定)，不同的运算放大器的输出电压 斜率，对该插入检测向量后的新频率曲线所造成的影响的示意图。图23中， 功率晶体管导通时间为60ns,不同的曲线代表不同的原始电压空间向量的 SVPWM的调制频率，纵轴表示插入检测向量后的新频率，横轴表示运算放 大器的输出电压斜率。由图中可看出，当运算放大器的输出电压斜率大于 31.25(V/us)时，对插入检测向量后的新频率的影响较小。也就是运算放大器 的输出电压斜率越大，对插入检测向量后的新频率影响越小，因为运算放 大器的输出电压斜率越大，所插入的检测向量的时间Tp2就可以减少，这 样相对地Tp2的时间在整个新周期所占的比例就变小，因此影响较少。图 24为在不同的SVPWM的调制频率下，不同的检测向量的时间(Tp2),对该 原始电压空间向量的振幅所造成的影响的示意图。图24中，不同的曲线代 表不同的原始电压空间向量的SVPWM的调制频率，纵轴表示原始电压空 间向量Vs的振幅和插入检测量后的新电压空间向量的振幅的比值，横轴表 示插入检测向量的时间Tp2。由图中可看出，当插入的检测向量的时间Tp2 越长，对振幅比值的影响就越大。而图25为在不同的运算放大器的输出电 压斜率下，不同的模拟数字转换器的取样频率，对插入检测向量的时间丁p2 所造成的影响的示意图。图25中，不同的曲线代表不同的运算放大器的输出电压斜率，纵轴表示插入检测向量的时间Tp2,横轴表示模拟数字转换器
的取样频率。由图中可看出，当模拟数字转换器的取样频率大于600KHz 时，对插入检测向量的时间Tp2的影响较小。也就是模拟数字转换器的取 样频率越大，对插入检测向量的时间Tp2影响越小。另外由图中也可以看 出，当运算放大器的输出电压斜率为0.25(V/us)时，不管模拟数字转换器的 取样频率多大，都无法影响所插入的检测向量的时间Tp2。换句话说，当数 字转换器的取样频率为lOOKHz,运算放大器的输出电压斜率大于1.25(V/us) 时，都无法影响所插入的4佥测向量的时间Tp2;而名夂缩短插入一全测向量的时 间Tp2,就必须满足l.功率晶体管的导通时间越短；2.运算放大器的输出 电压斜率越大；3.模拟数字转换器的取样时间越快等的条件，因此选择适 当的组件，以避免影响整个系统的效能是必须的。
以上所述为本发明的理论的推导，本方法的可行性亦已通过如下的相 关的实验验证。请参考图26。图26为图11中区域2，插入三组检测向量 方向为(]OO)、 (010)、 (OOl)时的模拟数字转换器的取样信号实验图。图26 中Chl为Sl功率晶体管的信号，Ch2为S3功率晶体管的信号，Ch3为S5 功率晶体管的信号，Ch4为模拟数字转换器的取样信号。由图26中可看出 在每个检测向量插入时，模拟数字转换器都有正确地进行取样。图27则为 图11中区域l,插入三组检测向量方向为(Oll)、 (101)、 (IIO)时的模拟数字 转换器的取样信号的实验图。图27中Chl为Sl功率晶体管的信号，Ch2 为S3功率晶体管的信号，Ch3为S5功率晶体管的信号，Ch4为模拟数字转 换器的取样信号。由图27中亦可看出在每个检测向量插入时，模拟数字转 换器都有正确地进行取样。
确定取样无误后，需量测直流链电流以获得相电流相关信息。请参考 图28,图28为本发诉的A相电流、Sl功率晶体管、直流链电阻上的电压 信号、以及模拟数字转换器的取样信号的实验图。图28中Chl为A相电流， Ch2为Sl功率晶体管的信号，Ch3为直流链电压信号，Ch4为模拟数字转 换器的取样信号。由图28中可看出，A相电流为344mA,所量得直流链电 压为680mV，而通过由下面公式(l)可验证A相电流是否为稳态电流(平均电 流)，以判断取样结果是否精确，即可得知本发明的方法的正确性。
344(mA"6(本实验的运算放大器的放大倍率广0.33(Q，本实验的直流链 电阻值"681.12mV——7〉式(1)计算所得结果为681.12mV,和所量得直流链电压为680mV非常接近， 故知此方法可行。接着请参考图29,图29为本发明所得的相电流和实际量 测知相电流的比较实验图。图29中，Chl为所获得的A相电流，Ch2为所 获得的B相电流，Ch3为电流勾表所量测的A相电流，Ch4为电流勾表所 量测的B相电流。由图中可看出由电流勾表所量测到的，不论是A相电流 或B相电流，都分别和所获得的A相电流或B相电流几乎相同，故可证明 本方法的正确性。
本发明所提供的由单一直流链电获得三相电流相关信息的方法，不需 要考虑切换哪些功率晶体管，来决定量测哪些相电流，也可以简化传统作 法中使用至少两颗相电流传感器为单一颗直流链电流传感器，而且不限于 使用SVPWM的切换方式，也可以使用SPWM的切换方式，亦不需要通过 复杂的计算判断式，或是复杂的程序流程，或是利用移动PWM的切换信号 等的方式，避开不可量测区域的问题。而且本发明利用正负向量的运用， 将流过直流链电流感测电阻的电流转为单一正向，也省去了传统作法中必 须在硬件上提供一双电源的运算放大器，及额外的一组正向和反向的电源， 减少电路的成本，同时也简化了设计的线路。且本发明的取样时间点固定， 不用根据PWM的切换时间点来更改取样点，较易取得平均电流，所获得的 相电流的结果较正确。本发明也采用了两零向量(OOO)和(U ])间互相取代以 简化SVPWM的电压空间向量顺序的方法，此结果亦使得功率晶体管开关 次数减少，降低了晶体管切换时所造成的能量损失。虽然本发明因为插入 三组检测向量，会使得原本电压空间向量的振幅比例缩小，但亦可通过软 件的方式，去缩小或克服此问题。本发明不只可应用于三相电机上面，也 可应用于其它使用PWM驱动的三相装置。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等 变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
2权利要求
1.一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含一交流电机产生一三相电流；该三相电流经过一脉冲宽度调制器调制后产生一原始电压空间向量；检测该原始电压空间向量的电压成分，以产生一检测结果；根据该检测结果提供三总合为零的检测向量；依序插入该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后；分别在该三检测向量插入时间中进行电流取样，以产生一取样结果；及根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。
2. 如权利要求1所述的方法，其中依序插入三总合为零的检测向量于 该原始电压空间向量之后为藉由该脉冲宽度调制器依序插入三总合为零的 检测向量于该原始电压空间向量之后。
3. 如权利要求1所述的方法，其中检测该原始电压空间向量的电压成 分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为正值。
4. 如权利要求1所述的方法，其中检测该原始电压空间向量的电压成 分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为负值。
5. 如权利要求1所述的方法，其中每一检测向量的长度不小于一功率 晶体管从不导通到稳定导通的时间， 一运算放大器的信号由低电压变成高 电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和。
6. —种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的脉沖宽度调制系 统，包含一三相交流电机，用以产生一三相电流；一脉沖宽度调制器，耦4妄于该三相交流电^L,用以调制该三相电流，以产生一原始电压空间向量；一检测装置，用以检测该原始电压空间向量的电压成分； 一检测向量提供装置，用以根据该检测的结果提供三总合为零的检测向量；一控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序插入该三总合为零 的检测向量于该原始电压空间向量之后；及一模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量插入的时间中进行电流取样，以产生 一取样结果；其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉沖宽度调制器产生的脉沖的宽度。
7. 如权利要求6所述的脉沖宽度调制系统，其中依序插入三总合为零 的检测向量于该原始电压空间向量之后为藉由该脉冲宽度调制器依序插入 三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。
8. 如权利要求6所述的脉沖宽度调制系统，其中每一检测向量的长度 不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间， 一运算放大器的信号由 低电压变成高电压的过渡时间、以及该模拟数字转换器的取样时间的和。
9. 一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含 一交流电机产生 一三相电流；该三相电流经过一空间向量脉冲宽度调制器调制后产生一第 一电压空 间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多个第一电压空间向量；检测该第一电压空间向量序列的每一第一电压空间向量，以产生一第 一检测结果；检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果；根据该第 一检测结果，将该第 一电压空间向量序列中相异的零向量取 代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向 量序列包含多个第二电压空间向量；重新安排该第二电压空间向量序列的多个第二电压空间向量的顺序， 以产生一第三电压空间向量序列；根据该第二检测结果提供三总合为零的检测向量； 依序插入该三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后； 分别在该三检测向量插入时间中进行电流取样，以产生 一 取样结果；以及根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉沖的宽度。
10. 如权利要求9所述的方法，其中依序插入三总合为零的检测向量于 该第三电压空间向量序列之后为藉由该脉冲宽度调制器依序插入三总合为 零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。
11. 如权利要求9所述的方法，其中检测该多个第一电压空间向量的和 的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相 电压为正值。
12. 如权利要求9所述的方法，其中检测该多个第一电压空间向量的和 的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相 电压为负值。
13. 如权利要求9所述的方法，其中每一检测向量的长度为不小于一功 率晶体管从不导通到稳定导通的时间， 一运算放大器的信号由低电压变成 高电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和。
14. 一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的空间向量脉冲宽 度调制系统，包含一三相交流电4几，用以产生一三相电流；一空间向量脉冲宽度调制器，耦接于该三相交流电机，用以调制该三 相电流，以产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含 多个第一电压空间向量；一检测装置，用以检测该第 一电压空间向量序列的每一第 一 电压空间 向量，以产生一第一检测结果，以及检测该多个第一电压空间向量的和的 电压成分，以产生一第二检测结果；一取代装置，用以根据该第一检测的结果，将该第一电压空间向量序 列中相异的零向量取代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列， 该第二电压空间向量序列包含多个第二电压空间向量；一重新安排装置，用以重新安排该第二电压空间向量序列中的多个第 二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向量序列；一检测向量提供装置，用以根据该第二检测的结果提供三总合为零的 才全测向量；一控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序插入该三总合为零 的检测向量于该第三电压空间向量序列之后；以及一模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量插 入的时间中进行电流取样，以产生 一取样结果；其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲 的宽度。
15. 如权利要求14所述的空间向量脉冲宽度调制系统，其中依序插入三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后为藉由该脉冲宽度调 制器依序插入三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。
16. 如权利要求14所述的空间向量脉沖宽度调制系统，其中每一检测向 量的长度为不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间， 一运算放大 器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及该模拟数字转换器的取样 时间的和。
全文摘要
于一交流电机产生一三相电流后，将该三相电流调制以产生一原始电压空间向量，并插入三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。另分别在该三检测向量插入时间中进行电流取样，以产生一取样结果，再根据该取样结果调整一脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。
文档编号H02P23/14GK101527537SQ20081008313
公开日2009年9月9日 申请日期2008年3月7日 优先权日2008年3月7日
发明者谢东锦, 郑光耀 申请人:旺玖科技股份有限公司