直流电源装置和具有该直流电源装置的空气调节器的制作方法

专利名称：直流电源装置和具有该直流电源装置的空气调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及在将交流变换为直流时降低交流电源所包含的高次谐波 电流、并实现功率因数的改善的直流电源装置，更详细地说，涉及直流电 源装置和具有该直流电源装置的空气调节器。
背景技术：
一直以来，作为数kW输出程度的直流电源装置的电路方式，为了改
善输入功率因数和降低高次谐波电流，而主要釆用了使用一个晶体管的高 频开关方式。
作为这样的一个晶体管的高频开关方式中的最基本的现有直流电源
装置的电路模块具有如图8所示的结构。在图8中，主电路由桥式整流电 路21p、直流电抗器18p、开关22p、防逆流二极管19p、平滑电容器6p 和控制电路20p的组合构成。控制电路20p —边将平滑电容器6p两端的 直流电压控制为希望的电压， 一边控制开关，使电流检测电路17p所检测 出的电流成为正弦波状(例如，参照专利文献1的图4)。
以下，采用图9对现有的一个晶体管的高频开关方式直流电源装置的 动作进行说明。
图9是将图8中所示的控制电路20分成更详细的结构要素进行表示 的图。在该直流电源装置中，首先直流电压检测电路llp根据电容器6p 的正极电压来检测直流电压。电压误差放大器14p对基准电压设定电路 12p所输出的基准电压和检测到的直流电压之差进行放大。电压误差放大 器14p的输出表示基准电压和直流电压的差电压。
接着，全波整流波形检测电路25p根据桥式整流电路21p的正极输出 来检测并输出全波整流波形。乘法器26p使该全波整流波形和电压误差放 大器14p的差电压输出相乘。该相乘结果是具有与全波整流波形相似的形 状和上述差电压大小的振幅的信号，表示流入电抗器18p的电抗器电流的目标电抗器电流。
电流误差放大器23p对在电流检测电路17p中检测到的电抗器电流和 目标电抗器电流之差进行放大，并输出误差信号。然后，比较器15p对电 流误差放大器23p的误差信号和从载波振荡器13p输出的三角波或锯齿波 进行比较，并输出表示PWM波形的开关驱动信号。开关22p根据开关驱 动信号进行PWM开关。
随着电流误差放大器23p的误差信号变大，开关驱动信号为高电平的 期间变长，开关22p的接通期间变长。因此，电抗器电流变大，与目标电 抗器电流的差减小。即，检测直流电压逐渐接近基准电压，电抗器电流的 波形逐渐接近全波整流波形。通过这样地控制，可将直流电压保持为希望 的值，并通过使输入交流电流为正弦波状、且与输入交流电压同相，来改 善输入功率因数。
在此情况下，电抗器电流通过的半导体元件在开关22p为接通状态时 共计为三个即桥式整流电路21p内的两个二极管和开关22p。同样，在开 关22p为关断状态时，电抗器电流通过的半导体元件共计为三个即桥式整 流电路21p内的两个二极管和防逆流二极管19p。也就是说在图8的结构 中，始终在三个半导体元件内产生功率损失。
另一方面，如图10所示还提出了将开关设为两个晶体管、将电流通 过的半导体元件数设为两个的高频开关方式直流电源装置(例如，参照专利 文献2的图1)。在该结构中，根据交流输入电源的极性，各个开关每隔半 个周期交替地进行升压斩波动作。由此实现功率损失的降低，并且通过使 输入电流为正弦波状来实现输入功率因数的改善。专利文献1日本特开平8-321425号公报专利文献2日本特开平1-117658号公报
但是，在现有的一个晶体管的高频开关方式直流电源装置中，为了检 测电抗器电流，而需要电流检测电路17p，需要乘法器26p以及电流误差 放大器23p。而且，现有的直流电源装置是同时控制直流电压和电抗器电 流波形双方的结构，所以存在这样的课题，当电压误差放大器14p的差电 压输出变小时，目标电抗器电流变小，在电抗器电流的波形控制中容易产 生误差。作为其对策，除了例如图9的结构之外，还需要将直流电压检测电路Up的输出与目标值进行比较并控制基准电压设定电路12p的基准电 压、使比较结果为零的电路。
除此之外，还存在这样的课题，因为要控制直流电压和电抗器电流波 形双方，所以不仅需要如上所述的电路，还导致最优地控制双方的控制电 路20p的控制算法变得复杂。此外，如上所述还产生了这样的课题，电流 通过三个半导体元件，导致功率损失大。另外，因为功率损失集中在开关 处所以也有放热的课题，这样，直流输出功率难以大容量化、即大功率化。
另外，在现有的两个晶体管的高频开关方式直流电源装置中，与一个 晶体管的情况相比较，具有能够降低相当于一个半导体元件的功率损失这 样的效果。但是，控制电路20ap(参照图10)的基本结构与控制电路20p(参 照图8)是同样的，硬件的规模更大，控制算法更复杂。
此外在一个晶体管的情况下(参照图8及图9)，控制电路20p输入电 容器6p的正极电压、桥式整流电路21p的正极输出以及电流检测电路17p 的输出，并将开关驱动信号输出至开关元件22p。这些输入3个系统以及 输出1个系统共计四个系统的信号能够将开关22p的发射极电位作为共用 的基准电位。但是在两个晶体管的情况下(参照图10)，控制电路20Ap输 入如交流电源lp的两端电压以及电流检测电路17Ap的输出这样的交流系 的信号。而且控制电路20Ap输入输出开关元件5ap、 5bp的开关驱动信号 以及电容器6p的正极电压这样的直流系的信号。在此情况下，交流系的 信号相对于直流系的信号必须在绝缘状态下进行处理。电流检测电路17Ap 的输出针对交流系绝缘地进行检测，所以能够设定与直流系的信号共用的 基准电位，不过交流电源lp的两端电压需要由绝缘变压器等组成的输入 电压检测结构。其结果是还具有控制电路20Ap复杂化、成本变高这样的 课题。

发明内容
本发明为了解决上述现有的课题，以如下的情况作为目的，首先通过 构成两个晶体管的开关结构来降低功率损失，而且通过简化现有两个晶体 管结构的控制电路的硬件来实现成本降低。
为了达成上述目的，本发明的直流电源装置的特征是具有整流部，其包含第1和第2 二极管、以及分别与上述第1和第2 二极管反向导通地 并联连接的第l和第2开关部，并对来自交流电源的交流进行整流，生成 整流电压；电抗器部，其包含l个电抗器，并插入到上述交流电源与上述 整流部的第1和第2交流输入端之间；平滑部，其与上述整流部的正极和 负极整流输出端连接，使整流电压平滑化，并生成表示近似直流的电压的 直流电压；目标直流电压设定部，其设定表示直流电压的目标值的目标直 流电压；以及控制部，其生成包含脉冲信号的控制信号，该脉冲信号具有 根据目标直流电压与直流电压的差电压而变化的脉冲宽度和比交流的基 本周期短的脉冲周期，上述第1和第2开关部根据控制信号来进行开关， 由此交替地变更流向上述电抗器部的电流的第1和地2路径，进行升压斩 波动作。
而且，本发明的空气调节器的特征是包含上述的直流电源装置。 此外，对从其他角度观察本发明的直流电源装置和具有该直流电源装 置的空气调节器的情况进行说明。
本发明的直流电源装置具有由四个二极管构成的整流部；与上述四 个二极管中的串联连接的两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与上 述整流部的输入侧串联连接的电抗器；对上述整流部的直流输出进行平滑 的平滑用电容器；对上述平滑用电容器的电压进行检测的直流电压检测 部；输出与向上述整流部输入的电压的极性相应的信号的两个光电耦合 器；对流向上述光电耦合器的电流进行限制的电阻；输出载波的载波振荡 部；输出规定的目标直流电压的目标直流电压设定部；以及根据上述光电 耦合器的输出信号、上述载波、上述规定的目标直流电压以及上述直流电 压检测部所检测到的直流电压来输出上述开关元件的控制信号的开关控 制部。
此外，本发明的直流电源装置具有由四个二极管构成的整流部；与 上述四个二极管中的串联连接的两个二极管分别并联连接的两个开关元 件；与上述整流部的输入侧串联连接的电抗器；对上述四个二极管的直流 输出进行平滑的平滑用电容器；对上述平滑用电容器的电压进行检测的直 流电压检测部；输出与向上述整流部输入的电压的极性相应的信号的光电 耦合器；延迟来自上述光电耦合器的信号的迟延部；与上述光电耦合器并联或串联连接的保护用二极管；限制流向上述光电耦合器的电流的电阻； 输出载波的载波振荡部；输出规定的目标直流电压的目标直流电压设定 部；以及根据上述光电耦合器的输出信号、上述迟延部的输出、上述载波、 上述规定的目标直流电压以及上述直流电压检测部所检测到的直流电压 来输出上述开关元件的控制信号的开关控制部。
此外，本发明的直流电源装置还具有由两个二极管及两个电容器构 成的倍压整流部；与上述两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与上 述倍压整流部的输入侧串联连接的电抗器；对上述倍压整流部的输出电压 进行检测的直流电压检测部；输出与交流电源的电压的极性相应的信号的 两个光电耦合器；限制流向上述两个光电耦合器的电流的电阻；输出载波 的载波振荡部；输出规定的目标直流电压的目标直流电压设定部；以及根 据上述光电耦合器的输出信号、上述载波、上述规定的目标直流电压以及 上述直流电压检测部所检测到的直流电压来输出上述开关元件的控制信 号的开关控制部。
而且，本发明的直流电源装置还具有由两个二极管及两个电容器构 成的倍压整流部；与上述两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与上 述倍压整流部的输入侧串联连接的电抗器；对上述倍压整流部的输出电压 进行检测的直流电压检测部；输出与交流电源电压的极性相应的信号的光 电耦合器；延迟来自上述光电耦合器的信号的迟延部；与上述光电耦合器 并联或串联连接的保护用二极管；限制流向上述光电耦合器的电流的电 阻；输出载波的载波振荡部；输出希望的目标直流电压的目标直流电压设 定部；以及根据上述光电耦合器的输出信号、上述迟延部的输出、上述载 波、上述规定的目标直流电压以及上述直流电压检测部所检测到的直流电 压来输出上述开关元件的控制信号的开关控制部。
而且，本发明的直流电源装置还具有由四个二极管构成的桥式整流 电路部；与上述桥式整流电路部的输入侧串联连接的电抗器；对上述桥式 整流电路部的直流输出进行平滑的平滑用电容器；对上述平滑用电容器的 电压进行检测的直流电压检测单元部；输出载波的载波振荡器部；输出规 定的基准目标直流电压的目标直流电压设定单元部；反向串联连接两个开 关元件、上述两个开关元件分别与反向导通二极管并联连接而构成的双向开关；以及输出上述开关元件的驱动控制信号的开关控制驱动单元部，上 述双向开关连接在上述桥式整流电路部的交流输入端间。 (发明效果)
本发明的直流电源装置和具有该直流电源装置的空气调节器可通过 简单的控制部结构来构成两个晶体管的高频开关方式直流电源装置，并在 低功率损失的状态下实现输入功率因数的改善和高次谐波电流的降低，并 且能够达成控制部的小型化和低成本化。


图1是本发明实施方式1的直流电源装置的框图。 图2A是本发明实施方式1中的开关控制部的框图。 图2B是本发明实施方式4中的开关控制部的框图。 图3A是本发明实施方式l的直流电源装置的各个部的波形图。 图3B是使本发明实施方式1的直流电源装置的各个部的波形放大的 波形图。
图3C是表示本发明实施方式1的直流电源装置的各个部的信号状态 的说明图。
图4是本发明实施方式2的直流电源装置的框图。 图5是本发明实施方式3的直流电源装置的框图。 图6是本发明实施方式3的直流电源装置的框图。 图7是本发明实施方式4的直流电源装置的框图。 图8是现有的直流电源装置的框图。 图9是现有的直流电源装置中的控制电路的框图。 图IO是现有的其他直流电源装置的框图。
符号说明
1交流电源
2、 2a、 2b电抗器
3滤波电容器
4a、 4b、 4c、 4d、 4e、 4f 二极管5a、 5b开关元件
6、 6a、 6b平滑电容器
7负载
8a、 8b光电耦合器 9电阻
10、 10A开关控制部
11直流电压检测部
12目标直流电压设定部
13载波振荡部
14差电压检测部
15比较部
16非门部
16a、 16b或非门部 30、 30A控制部 31交流极性检测部 PA1、 PA2交流输入端 PR1正极整流输出端 PR2负极整流输出端
具体实施例方式
根据第1观点，具有由四个二极管构成的整流部；与四个二极管中 的串联连接的两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与整流部的输入 侧串联连接的电抗器；使整流部的直流输出平滑的平滑用电容器；对平滑 用电容器的电压进行检测的直流电压检测部；输出与向整流部输入的电压 的极性相应的信号的两个光电耦合器；限制流向光电耦合器的电流的电 阻；输出载波的载波振荡部；输出规定的目标直流电压的目标直流电压设 定部；以及根据光电耦合器的输出信号、载波、规定的目标直流电压和直 流电压检测部所检测出的直流电压来输出开关元件的控制信号的开关控 制部。
由此，既能够抑制功率损失，又能够改善输入功率因数和降低高次谐波电流。此外，还不包含用于检测电抗器电流的电流检测部，在开关控制 部中不包含乘法部。除此之外，还通过两个光电耦合器来检测输入电压， 因此能够简化交流极性检测部，并通过削减部件个数来实现小型化以及成 本降低。
根据第2观点，具有由四个二极管构成的整流部；与四个二极管中 的串联连接的两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与整流部的输入 侧串联连接的电抗器；使四个二极管的直流输出平滑的平滑用电容器；对 平滑用电容器的电压进行检测的直流电压检测部；输出与向整流部输入的 电压的极性相应的信号的光电耦合器；使来自光电耦合器的信号迟延的迟 延部；与光电耦合器并联或串联连接的保护用二极管；限制流向光电耦合 器的电流的电阻；输出载波的载波振荡部；输出规定的目标直流电压的目 标直流电压设定部；以及根据光电耦合器的输出信号、迟延部的输出、载 波、规定的目标直流电压和直流电压检测部所检测出的直流电压来输出开 关元件的控制信号的开关控制部。
由此，既能够抑制功率损失，又能够获得输入功率因数的改善、高次 谐波电流的降低和低成本化等效果。
根据第3观点，具有由两个二极管及两个电容器构成的倍压整流部； 与两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与倍压整流部的输入侧串联 连接的电抗器；对倍压整流部的输出电压进行检测的直流电压检测部；输 出与交流电源电压的极性相应的信号的两个光电耦合器；限制流向两个光 电耦合器的电流的电阻；输出载波的载波振荡部；输出规定的目标直流电 压的目标直流电压设定部；以及根据光电耦合器的输出信号与载波、规定 的目标直流电压、和直流电压检测部所检测出的直流电压来输出开关元件 的控制信号的开关控制部。
由此，除了第1观点的效果之外，还能够使直流电压的升压变得容易， 二极管的功率损失降低以及功率在交流电源侧再生。
根据第4观点，具有由两个二极管和两个电容器构成的倍压整流部； 与两个二极管分别并联连接的两个开关元件；与倍压整流部的输入侧串联 连接的电抗器；对倍压整流部的输出电压进行检测的直流电压检测部；输 出与交流电源电压的极性相应的信号的光电耦合器；使来自光电耦合器的信号延迟的迟延部；与光电耦合器并联或串联连接的保护用二极管；限制 流向光电耦合器的电流的电阻；输出载波的载波振荡部；输出希望的目标 直流电压的目标直流电压设定部；以及根据光电耦合器的输出信号、迟延 部的输出、载波、规定的目标直流电压和直流电压检测部所检测出的直流 电压来输出开关元件的控制信号的开关控制部。
由此，既能够抑制功率损失，又能够获得输入功率因数的改善和高次 谐波电流的降低、低成本化等效果。
根据第5观点，在第1或第2观点中，两个开关元件与连接在平滑用 电容器负极侧的两个二极管分别并联连接。由此，能够以与控制部共用的 接地电位为基准来处理两个开关元件的控制信号，这样可简化开关控制 部，并能够实现低成本化。
根据第6观点，在第5观点中，整流部的两个输入端子分别与电抗器 串联连接。由此，能够减轻对交流电源侧传递共模电位变动的情况，可削 减应对噪声部件。
根据第7观点，具有由四个二极管构成的整流部；与整流部的输入 侧串联连接的电抗器；使整流部的直流输出平滑的平滑用电容器；对平滑 用电容器的电压进行检测的直流电压检测部；输出载波的载波振荡部；输 出规定的目标直流电压的目标直流电压设定部；反向串联连接两个开关元 件、使两个开关元件分别与反向导通二极管并联连接而构成的双向开关； 以及输出开关元件的控制信号的开关控制部，双向开关连接在整流部的交 流输入端之间。由此与第1至第4的观点同样，在实现功率损失降低的同 时，可削减输出与交流电源电压的极性相应的信号的光电耦合器和限制流 向光电耦合器的电流的电阻，能够进一步构成简单的结构。
根据第8观点，在第1至第7的任意一个观点中，开关控制部限制两 个开关元件的最大接通时间。由此，能够抑制重负载时的电流波形的失真， 并且能够防止流向开关的过电流。
根据第9观点，在第8观点中，开关控制部根据输入电压的相位来变 更两个开关元件中的最大接通时间的限制，在输入电压高的相位中将最大 接通时间设定为小。由此，能够限制流向电抗器的最大电流，使电抗器小 型化。根据第10观点，在第1至9的任意一个观点中，开关控制部随着负
载变大而提高作为目标的直流电压，由此提高了输入电流的可正弦波控制 的范围。从而，能够扩大将输入电流控制为正弦波状的范围，并可以实现 装置的高性能化。
以下，参照附图，对用于实施本发明的优选实施方式的几个例子进行 说明。另外，在附图中，对表示实质上相同的结构、动作以及效果的要素 标注同一符号。另外，以下记述的数字是为了具体地说明本发明而例示的， 本发明不限于例示的数字。即使针对由高以及低所表示的逻辑电平也是为 了具体说明本发明而例示的，例示的逻辑电平还能够以不同的组合来获得 同等的结果。而且，结构要素间的连接关系是为了具体说明本发明而例示 的，实现本发明功能的连接关系不限于此。另外，以下的实施方式是采用 硬件和/或软件来构成的，不过采用硬件的结构也可以采用软件来构成，采 用软件的结构也可以采用硬件来构成。
(实施方式1)
图1是实施方式1中的直流电源装置的框图。
在图1中，直流电源装置包括交流电源1;滤波电容器3;电抗器2;
开关元件5a、 5b; 二极管4a、 4b、 4c、 4d;平滑电容器6;负载7;控制 部30;和目标直流电压设定部12。控制部30包括交流极性检测部31、 载波振荡部13、直流电压检测部11以及开关控制部10。交流极性检测部 31包括光电耦合器8a、 8b以及电流限制用电阻9。电抗器2包含在电抗 器部中。开关元件5a、 5b和二极管4a、 4b、 4c、 4d包含在整流部中。平 滑电容器6包含在平滑部中。平滑部不仅仅是电容，还可以包括电感器等 其他元件。
各开关元件5a、5b例如由双极晶体管、金属氧化膜半导体(MOS: Metal Oxide Semiconductor)晶体管或绝缘栅双极晶体管(IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor)等开关元件构成。各个开关元件5a、 5b可以由1个开关 元件构成，也可以由多个开关元件的组合构成。各个开关元件5a、 5b根 据其意思也能够称为开关部。
交流电源1在电源端子U与电源端子V之间生成交流电压S1V以及 交流电流S1C。在电源端子U的电位高于电源端子V的电位时，交流电压S1V表示正电压，另一方面，在电源端子u的电位低于电源端子v的
电位时，交流电压S1V表示负电压。滤波电容器3与交流电源1并联连接。 电抗器2与交流电源1串联连接，使该电抗器2的一个端子与电源端子U 连接。电抗器2的另一个端子与交流输入端PA1连接，电源端子V与交 流输入端PA2连接。滤波电容器3及电抗器2通过来自与交流电源1并联 连接的其他装置的高次谐波电流，来抑制交流电压S1V的高次谐波失真增 加。而且滤波电容器3及电抗器2通过实施方式1的直流电源装置所发生 的高频失真，来抑制交流电流S1C的高频失真、即直流电源装置的高次谐 波电流增加。在电抗器2中流过电抗器电流S2C，在交流输入端PA1、 PA2 中出现交流电压S2V。交流电源l的内部阻抗通常情况下非常低，因此交 流电压S2V除了相位之外与交流电压S1V近似相等。电抗器部插入交流 电源1和交流输入端PA1、 PA2之间。
在整流部中，二极管4a的正极和二极管4b的负极与交流输入端PA1 连接，二极管4c的正极及二极管4d的负极与交流输入端PA2连接。二极 管4a及二极管4c的两负极与正极整流输出端PR1连接，二极管4b及二 极管4d的两正极与负极整流输出端PR2连接。开关元件5a与二极管4a 反向导通地并联连接，开关元件5b与二极管4b反向导通地并联连接。整 流部对交流输入端PA1、 PA2的交流电压S2V进行全波整流，在整流输出 端PR1、 PR2生成整流电压S4。平滑电容器6与整流输出端PR1、 PR2并 联连接，使整流电压S4平滑化，并生成表示近似直流的电压的直流电压 S6。在实施方式l中，整流电压S4与直流电压S6相等。负载7与平滑电 容器6并联连接，并施加直流电压S6。
图2A是表示实施方式1中的开关控制部10的电路结构的框图。图 3A是表示实施方式1中的直流电源装置的各个部的信号波形的波形图， 图3B是图3A的部分放大图。图3C是表示实施方式1的直流电源装置的 各个部的信号状态的说明图。以下，采用图l、图2A、图3A、图3B、图 3C，以控制部30为中心对实施方式1中的直流电源装置的动作进行说明。
在交流极性检测部31中，光电耦合器8a的负极和光电耦合器8b的 正极经由电阻9与电源端子U连接，光电耦合器8a的正极和光电耦合器 8b的负极与电源端子V连接。交流极性检测部31采用光电耦合器8a、 8b来检测交流电压S1V的极性，并分别生成表示光电耦合器8a、 8b的输出 逻辑状态的交流极性信号S8a、 S8b。
交流周期是交流电压S1V的基本周期，例如是50Hz或60Hz的倒数。 交流半周期是交流周期的一半。在交流周期内，将交流电压S1V为正电压 的期间称为交流正期间TAP，将交流电压S1V为负电压的期间称为交流 负期间TAN(参照图3A)。在交流正期间TAP中，为了接通光电耦合器8b 而使交流极性信号S8b成为低电平，为了关断光电耦合器8a而使交流极 性信号S8a成为高电平。另一方面，在交流负期间TAN中，为了接通光 电耦合器8a而使交流极性信号S8a成为低电平，为了关断光电耦合器8b 而使交流极性信号S8b成为高电平。在交流极性信号S8a、 S8b为低电平 的期间、即低电平期间，因为光电耦合器的接通电压不为零，所以比交流 半周期短。另一方面，在为高电平的期间、即高电平期间，比交流半周期 长。
如下所述，开关元件5a、 5b分别在交流极性信号S8a、 S8b的低电平 期间，成为表示可进行开关动作的状态的可开关状态ST1。另一方面，开 关元件5a、 5b在交流极性信号S8a、 S8b的高电平期间，成为表示开关停 止的状态的开关停止状态ST2。例如，在省略光电耦合器8b的情况下， 交流极性检测部31的输出仅为交流极性信号S8a，各开关元件5a、 5b在 可开关状态ST1的期间为互不相同的。这样，通过釆用两个光电耦合器 8a、 8b，可以使各开关元件5a、 5b在可开关状态ST1的期间近似相等。 由此，交流电流S1C成为正负对称，并能够降低交流电流S1C中所产生 的偶数次失真。而且，可开关状态ST1的期间在时间中是相互不重复的， 所以能够避免各开关元件5a、 5b同时接通，防止短路电流的发生。另外， 在控制部30中，因为仅采用极性而不是交流电压S1V的全部波形，所以 能够利用光电耦合器8a、 8b这样简易的绝缘检测结构。
直流电压检测部11对直流电压S6进行检测，并生成表示直流电压 S6的电压电平的直流电压信号Sll。直流电压检测部11例如是高阻抗输 入/低阻抗输出型的缓冲器电路。目标直流电压设定部12设定作为直流电 压S6的目标值的目标直流电压，并生成表示目标直流电压的电压电平的 目标直流电压信号S12。载波振荡部13生成具有比交流周期短的周期TPWM的载波信号S13。载波周期TPWM例如被设定为交流周期的1/400 以下。载波信号S13例如是基于三角波或锯齿波等波形的反复信号。开关 控制部10根据直流电压信号S11、目标直流电压信号S12、载波信号S13 以及交流极性信号S8a、 S8b来生成控制信号S10a、 S10b。
在图2A中，开关控制部10包括差电压检测部14、比较部15、或 非门部16a、 16b。差电压检测部14根据目标直流电压信号S12和直流电 压信号Sll来检测由目标直流电压减去直流电压S6的差电压，并生成差 电压信号S14。比较部15对载波信号S13和差电压信号S14进行比较， 生成比较结果信号S15。比较结果信号S15在载波信号S13为差电压信号 S14以上时为高电平，另一方面，在载波信号S13小于差电压信号S14时 为低电平。或非门部16a生成表示交流极性信号S8a和比较结果信号S15 的否定逻辑和的控制信号S10a，或非门部16b生成表示交流极性信号S8b 和比较结果信号S15的否定逻辑和的控制信号S10b。
如图3A、图3B以及图3C所示，控制信号S10a、 S10b分别在交流 极性信号S8a、 S8b的高电平期间，与比较结果信号S15无关成为低电平。 另一方面，控制信号S10a、 S10b分别在交流极性信号S8a、 S8b的低电平 期间，当载波信号S13是差电压信号S14以上时成为低电平，当载波信号 S13小于差电压信号S14时成为高电平。即，控制信号S10a、 S10b分别 在交流极性信号S8a、 S8b的低电平期间，成为具有根据目标直流电压和 直流电压S6的差电压而变化的脉冲宽度和与载波周期TPWM相等的脉冲 周期的一连串脉冲信号。控制信号S10a、 S10b是通过目标直流电压和直 流电压S6的差电压进行了脉冲宽度调制(PWM: Pulse Code Modulation) 的信号。
在直流电压S6(即，直流电压信号S11)低于目标直流电压(即，目标直 流电压信号S12)时，控制信号S10a、 S10b的高电平期间变长，低电平期 间变短，所以脉冲宽度变长。另一方面，在直流电压S6高于目标直流电 压时，控制信号S10a、 S10b的高电平期间变短，低电平期间变长，所以 脉冲宽度变短。由于直流电压S6的变化速度非常小，所以在如图3A所示 的交流周期内，差电压信号S14大致恒定。因此，各控制信号S10a、 S10b 的脉冲宽度在交流周期内大致恒定。开关元件5a、 5b根据上述的控制信号S10a、 S10b来分别进行开关。 即，开关元件5a、 5按照每个交流周期分别呈可开关状态ST1及开关停止 状态ST2这两个状态，在可开关状态ST1中进行开关。开关元件5a、 5b 在其中一个为可开关状态ST1时，另一个成为开关停止状态ST2。在实施 方式1中，可开关状态ST1的期间短于开关停止状态ST2的期间。开关元 件5a、 5b在可开关状态STl下当控制信号S10a、 S10b为高电平时，分别 成为接通状态，在低电平时成为关断状态。在直流电压S6低于目标直流 电压时，接通状态的期间变长，另一方面，在直流电压S6高于目标直流 电压时，接通状态的期间变短。
这里，对电抗器电流S2C流经的路径进行说明。为了便于说明，将负 载7的阻抗设定为充分高，并忽视流向负载7的电流，不过在阻抗低的情 况下也同样能够说明。首先，在交流正期间TAP中，开关元件5a始终是 关断状态。在开关元件5b为接通状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿 着电抗器2、交流输入端PA1、开关元件5b、负极整流输出端PR2、 二极 管4d、交流输入端PA2以及交流电源1的顺序的路径而流动。该路径称 为积蓄路径。积蓄路径内的能动元件是开关元件5b和二极管4d这两个。 另一方面，在开关元件5b为关断状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿 着电抗器2、交流输入端PA1、 二极管4a、正极整流输出端PR1、平滑电 容器6、负极整流输出端PR2、 二极管4d、交流输入端PA2以及交流电源 1的顺序的路径而流动。该路径称为放出路径。放出路径内的能动元件是 二极管4a和二极管4d这两个。
接着，在交流负期间TAN中，开关元件5b始终是关断状态。在开关 元件5a为接通状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流 电源l、交流输入端PA2、 二极管4c、正极整流输出端PR1、开关元件5a 以及交流输入端PA1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄路径内的能动元件是 二极管4c及开关元件5a这两个。另一方面，在开关元件5a为关断状态的 情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流电源1、交流输入端PA2、 二极管4c、正极整流输出端PR1、平滑电容器6、负极整流输出端PR2、 二极管4b以及交流输入端PA1的顺序的放出路径而流动。放出路径内的 能动元件是二极管4c及二极管4b这两个。电抗器2、整流部以及平滑电容器6构成升压斩波电路。在交流正期 间TAP中，当开关元件5b为接通状态的期间，电抗器电流S2C根据交流 电压S1V —边逐渐增加一边流入积蓄路径内，并在电抗器2内逐渐积蓄电 磁能量。接着当开关元件5b为关断状态的期间，电抗器电流S2C根据交 流电压S1V和电抗器2的两端电压之和一边逐渐减少一边流入放出路径 内，并逐渐放出电抗器2的电磁能量，在平滑电容器6内顺方向进行充电。 二极管4a在开关元件5b为接通状态的期间，防止升压斩波动作中的逆流， 另一方面，在开关元件5b为关断状态的期间，沿导通方向流过电抗器电 流S2C。
与交流负期间TAN的情况同样，在开关元件5a为接通状态的期间， 电抗器电流S2C根据交流电压S1V —边逐渐增加一边流入积蓄路径内， 并在电抗器2内逐渐积蓄电磁能量。接着，在开关元件5a为关断状态的 期间，电抗器电流S2C根据交流电压S1V和电抗器2的两端电压之和一 边逐渐减少一边流入放出路径内，并逐渐放出电抗器2的电磁能量，在平 滑电容器6内顺方向进行充电。二极管4c在开关元件5a为接通状态的期 间，防止升压斩波动作中的逆流，另一方面，在开关元件5a为关断状态 的期间，在导通方向上流过电抗器电流S2C。
这样，开关元件5a、 5b根据控制信号S10a、 S10b分别进行开关，由 此交替地变更电抗器电流S2C的积蓄路径以及放出路径，并在整流动作的 同时进行升压斩波动作。从而，实施方式1的直流电源装置在整流以及平 滑交流电压S1V时升压，并生成直流电压S6。
如图3B所示，将电抗器电流S2C逐渐增加、在电抗器2内逐渐积蓄 电磁能量的状态称为积蓄状态ST3。另外，将电抗器电流S2C逐渐减少、 逐渐放出电磁能量的状态称为放出状态ST4。将放出状态ST4之后直到下 一积蓄状态ST3开始之前的电抗器电流S2C以及电磁能量近似为零的状 态称为不激活状态ST5。电抗器电流S2C在可开关状态ST1下，按照脉冲 周期TPWM，将积蓄状态ST3:放出状态ST4以及不激活状态ST5这三 个状态顺次呈现。
另外，如图3A及图3B所示，电抗器电流S2C在积蓄状态ST3和放 出状态ST4下被描述为直线变化。但是显而易见，实际上，电抗器电流S2C根据积蓄路径和放出路径中的电抗器2的电感以及电阻、和能动元件 导通方向的电阻等，以最初陡峭且随着时间的推移而变得平缓的方式，进 行指数函数变化。
在设交流电压S1V的瞬时值为V、电抗器2的电感为L、电抗器电流 S2C的瞬时值为i以及经过时间为t时，在积蓄状态ST3中对电抗器2施 加的电压近似等于V，所以公式l成立。BP,在积蓄状态ST3中电抗器电 流S2C的时间变化斜率di/dt与交流电压S1V的瞬时值V成比例。<formula>formula see original document page 20</formula>
在积蓄状态ST3的期间Dt中，当电抗器电流S2C直线变化了变化值 Di时(参照图3B)，电抗器电流S2C的变化值Di如公式2那样与交流电压 S1V的瞬时值V成比例。
<formula>formula see original document page 20</formula>
变化值Di在交流正期间TAP表示增量值，在交流负期间TAN表示 减量值。
这里，假定电抗器电流S2C近似为零的期间、即不激活状态ST5的 期间一定存在。在此情况下，即使在接着出现的所谓期间Dt中，电抗器 电流S2C也不积蓄变化值Di。即，变化值Di表示在所谓期间Dt中电抗 器电流S2C从0(A)变化到Di(A)的变化值。由此，变化值Di与电抗器电 流S2C的振幅在每个脉冲周期TPWM中成为最大时的电抗器电流S2C的 值、即包络线S2Cen(参照图3A)的值相等。积蓄状态ST3的期间Dt与各 控制信号S10a、 S10b的脉冲宽度相等，该脉冲宽度如上所述在交流周期 内大致恒定，因此积蓄状态ST3的期间Dt在交流周期内也大致恒定。因 此，电抗器电流S2C的包络线S2Cen在交流周期内，大致与交流电压S1V 的瞬时值V成比例，成为与交流电压S1V的波形大致相似的形状。
如上所述，在直流电压S6(即，直流电压信号Sll)低于目标直流电压 (即，目标直流电压信号S12)时，各开关元件5a、 5b接通状态的期间变长。 在此情况下，积蓄状态ST3的期间Dt变长，维持电抗器电流S2C的斜率 Di/Dt，因此根据公式2，电抗器电流S2C的最大值Di变大。即，电抗器 电流S2C在维持着正弦波波形的状态下，其振幅变大。其结果是，对平滑 电容器6充电的电流增大，直流电压S6上升。另一方面，在直流电压S6高于目标直流电压的情况下，各开关元件5a、 5b接通状态的期间变短。 在此情况下，积蓄状态ST3的期间Dt变短，维持电抗器电流S2C的斜率 Di/Dt，因此根据公式2，电抗器电流S2C的最大值Di变小。即，电抗器 电流S2C在维持着正弦波波形的状态下，其振幅变小。其结果是，对平滑 电容器6充电的电流减少，直流电压S6下降。这样，实施方式l的直流 电源装置进行动作，以使直流电压S6随动于目标直流电压。
上述说明的前提是不激活状态ST5的期间不为零。当积蓄状态ST3 和放出状态ST4的各个期间之和超过脉冲周期时，在电抗器电流S2C成 为零之前积蓄状态ST3开始，因此电抗器电流S2C的包络线S2Cen随着 时间经过，绝对值变高。为了避免这样的状态，控制部30在脉冲周期内 将各控制信号S10a、 S10b的脉冲宽度限制在规定期间内。具体地说，例 如在图2A中，在比较部15和或非门部16a、 16b之间设置有脉冲宽度限 制部，脉冲宽度限制部在比较结果信号S15的脉冲宽度超过规定期间时， 设定为规定期间。放出状态ST4的期间由电抗器电流S2C的通过路径结 构来决定，因此，如果将与脉冲宽度相等的积蓄状态ST3的期间Dt限制 在规定期间内，则能够使不激活状态ST5的期间不为零。
而且如上所述，滤波电容器3去除电抗器电流的高频分量，所以输入 电流的高次谐波充分变低。而且，因为电抗器电流的相位与交流电压S1V 的相位一致，所以直流电源装置的输入功率因数提高。
如上所述，实施方式1的直流电源装置进行动作，以使电抗器电流S2C 的波形与正弦波状的交流电压S1V的波形近似一致。由此，从直流电源装 置向交流电源l侧输出的高次谐波电流能够充分抑制成小于高次谐波电流 的限制值。另外，电抗器电流S2C的相位与交流电压S1V的相位近似一 致，所以能够提高输入功率因数。而且，可通过升压斩波功能使直流电压 S6升压。除此之外，将电抗器电流S2C通过的能动元件限制为两个，以 降低功率损失，因此放热结构变得容易，可构成直流输出功率的大容量化、 即大功率化。
而且，在实施方式l的直流电源装置中，通过目标直流电压与直流电 压S6的差电压来直接设定各控制信号S10a、 S10b的脉冲宽度，电抗器电 流S2C的波形自动地随动于交流电压S1V的波形。由此，可省略对电抗器电流S2C的波形、以及作为电抗器电流S2C的目标波形的交流电压 S1V(或全波整流电压)的波形进行检测的结构。因此，电抗器电流S2C以 及交流电压S1V相对于直流电压S6在电位上相互关系，所以必要的绝缘 检测结构变得不需要。另外，根据上述差电压以及作为目标波形的交流电 压S1V这两个电压来算出电抗器电流S2C的目标波形的乘法器、和根据 算出的目标波形以及检测到的电抗器电流S2C来求出两者的误差的电流 误差放大器也变得不需要。这样因为削减了部件个数，所以在实施方式1 的直流电源装置中，可降低成本并实现小型化。
而且，在控制部30中设置有脉冲宽度限制部，并将各控制信号S10a、 S10b的脉冲宽度限制在规定期间内，由此能够使电抗器电流S2C的波形 可靠地随动于交流电压S1V的波形。
另外，在实施方式l中，使用了两个光电耦合器，不过如上所述，如 果仅以检测交流电压S1V的极性为目的的话，l个就可以了。因此，在使 用微型计算机等的情况下，为了使正负光电耦合器输出电压对称，而设定 适当选定了设定值的迟延电路，由此即使是一个光电耦合器也能够取得同 样的效果。在此情况下，为了防止反向偏置电流到达光电耦合器，而在光 电耦合器上并联或串联连接保护用二极管。
另外，实施方式l中，在各开关元件5a、 5b从关断状态到达接通状 态的期间，仅当每次电抗器电流S2C为零的不激活状态ST5存在时，输 入交流电流S1C能够正弦波化。因此，如上所述地限制脉冲宽度，使不激 活状态ST5的期间不为零，从而能够防止过电流等。还可以通过进一步缩 短脉冲宽度的上限，来抑制电抗器电流S2C的峰值，此时也能够使电抗器 2小型化。
为了使电抗器2进一步小型化，而根据交流电压S1V的相位来变更脉 冲宽度上限，抑制电抗器电流S2C的峰值，而且还能够提高直流功率的供 给能力。具体地说，在输入交流电压S1V的峰值附近将脉冲宽度的上限设 定得较小，在其他相位中提高脉冲宽度上限。由此，几乎不用降低功率因 数，就能够提高输入交流电流S1C的实效值，所以可提高直流功率的供给 能力。
另外，为了延长不激活状态ST5的期间，可根据负载7来变更目标直流电压。在直流电压S6低的情况下，放出状态ST4的期间变长，可进行 输入交流电流S1C的正弦波控制的积蓄状态ST3的动作范围变窄。因此， 构成为随着负载7变大而提高目标直流电压，在放出状态ST4中提高电抗 器电流S2C减少的电流变化率。从而，可延长各幵关元件5a、 5b的接通 期间，可实现动作范围的扩大。
另外，在实施方式1中构成为设置两个开关元件5a、 5b按照近似 交流半周期而停止的开关停止状态ST2。但是，也可以构成为始终为可 开关状态ST1，使开关元件5a、 5b交替接通。由此，作为与正极侧连接 的开关元件5a的驱动器用电源，可成为最经常使用的自举电路的简化， 有降低成本的效果。此外，通过选择场效应型晶体管(FET: Field Effect Transistor)作为各开关元件5a、 5b，还能够使用同步整流来进一步实现功
率损失的降低。 (实施方式2)
在实施方式2中，以与实施方式l不同的点为中心进行说明。因为其 他结构、动作以及效果与实施方式l相同，所以省略说明。
图4是本发明实施方式2中的直流电源装置的框图。在图4中，去掉 图1中的平滑电容器6，并取代二极管4c、4d，而分别连接平滑电容器6a、 6b。
这里，对电抗器电流S2C流经的路径进行说明。为了便于说明，将负 载7的阻抗设定为充分高，并忽视流向负载7的电流，不过在阻抗低的情 况下也同样能够说明。首先，在交流正期间TAP中，开关元件5a始终是 关断状态。在开关元件5b为接通状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿 着电抗器2、交流输入端PA1、开关元件5b、负极整流输出端PR2、平滑 电容器6b、交流输入端PA2以及交流电源1的顺序的积蓄路径而流动。 积蓄路径内的能动元件是开关元件5b这一个。另一方面，在开关元件5b 为关断状态时，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流输入端PA1、 二 极管4a、正极整流输出端PR1、平滑电容器6a、交流输入端PA2以及交 流电源l的顺序的放出路径而流动。放出路径内的能动元件是二极管4a 这一个。二极管4a在开关元件5b为接通状态的期间，防止升压斩波动作 中的逆流，另一方面，在开关元件5b为关断状态的期间，沿导通方向流过电抗器电流S2C。
接着，在交流负期间TAN中，开关元件5b始终为关断状态。在开关 元件5a为接通状态时，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流电源l、 交流输入端PA2、平滑电容器6a、正极整流输出端PR1、开关元件5a以 及交流输入端PA1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄路径内的能动元件是开 关元件5a这一个。另一方面，在幵关元件5a为关断状态时，电抗器电流 S2C大致沿着电抗器2、交流电源l、交流输入端PA2、平滑电容器6b、 负极整流输出端PR2、 二极管4b以及交流输入端PA1的顺序的放出路径 而流动。放出路径内的能动元件是二极管4b这一个。二极管4b在开关元 件5a为接通状态的期间，防止升压斩波动作中的逆流，另一方面，在开 关元件5a为关断状态的期间，沿导通方向流过电抗器电流S2C。
其他结构和动作与实施方式1同样，可实现与实施方式1等同的效果。 而且，在实施方式2的直流电源装置中，相对于实施方式1的全波整流型 而构成倍压整流型。为了将直流电压S6控制为交流电源电压S1V的峰值 的2倍以上，实施方式2的直流电源装置适用于需要高电压直流输出的用 途。
另外，直流电压S6相比于目标直流电压上升时，在实施方式l中， 整流部为4个二极管的桥式结构，所以无法在交流电源l侧再生功率。但 是，在实施方式2中能够功率再生，所以将负载7应用到电动机等中是有 效的。
(实施方式3)
在实施方式3中，以与实施方式l不同的点为中心进行说明。其他结 构、动作以及效果与实施方式l等同，所以省略说明。
图5是本发明实施方式3中的直流电源装置的框图。在图5中，去掉 图1中与二极管4a并联连接的开关元件5a，取而代之在二极管4d上并联 连接开关元件5a。
这里，对电抗器电流S2C流经的路径进行说明。为了便于说明，将负 载7的阻抗设定为充分高，并忽视流向负载7的电流，不过在阻抗低的情 况下也同样能够说明。首先，在交流正期间TAP中，开关元件5a始终是 关断状态。在开关元件5b为接通状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流输入端PA1、开关元件5b、负极整流输出端PR2、 二极 管4d、交流输入端PA2以及交流电源1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄 路径内的能动元件为开关元件5b及二极管4d两个。另一方面，在开关元 件5b为关断状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流输 入端PA1、 二极管4a、正极整流输出端PR1、平滑电容器6、负极整流输 出端PR2、 二极管4d、交流输入端PA2以及交流电源1的顺序的放出路 径而流动。放出路径内的能动元件是二极管4a及二极管4d两个。二极管 4a在开关元件5b为接通状态的期间，防止升压斩波动作中的逆流，另一 方面，在开关元件5b为关断状态的期间，沿导通方向流动电抗器电流S2C。
接着，在交流负期间TAN中，开关元件5b始终为关断状态。在开关 元件5a为接通状态的情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流 电源l、交流输入端PA2、开关元件5a、负极整流输出端PR2、 二极管4b 以及交流输入端PA1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄路径内的能动元件是 开关元件5a及二极管4b这两个。另一方面，在开关元件5a为关断状态 的情况下，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交流电源l、交流输入端 PA2、 二极管4c、正极整流输出端PR1、平滑电容器6、负极整流输出端 PR2、 二极管4b以及交流输入端PA1的顺序的放出路径而流动。放出路 径内的能动元件是二极管4c及二极管4b这两个。二极管4c在开关元件 5a为接通状态的期间，防止升压斩波动作中的逆流，另一方面，在开关元 件5a为关断状态的期间，沿导通方向流动电抗器电流S2C。
其他结构及动作与实施方式1同样，能够实现与实施方式1等同的效 果。而且，在实施方式3的直流电源装置中，作为控制开关元件5a的控 制部IO，不需要应用高耐压的或非门部16a、或者准备非门部16a用的绝 缘电源。这样，仅利用低电压电路就能够构成控制部，此外还能够提供低 成本化且可靠性高的长寿命的直流电源装置。
另外，如图6所示将电抗器2分成两个，作为电抗器2a、 2b可分别 与交流电源1和交流输入端PA1、 PA2之间连接。由此，能够一直与交流 电源相对的共模电压变动，通过削减应对噪声的部件，能够进一步实现低 成本化及小型化。电抗器部包含电抗器2a、 2b，并插入交流电源l与交流 输入端PA1、 PA2之间。(实施方式4)
在实施方式4中，以与实施方式l不同的点为中心进行说明。其他结 构、动作以及效果与实施方式l等同，所以省略说明。
图7是本发明实施方式4中的直流电源装置的框图。在图7中去掉图 1中与二极管4a， 4b分别并联连接的开关元件5a、 5b，取而代之在交流 输入端PA1、 PA2之间连接二极管4f、 4e，将开关元件5b、 5a分别与二 极管4f、 4e并联连接。此外在图7中，去掉图l中的交流极性检测部31， 取代开关控制部10，连接不输入交流极性信号S8a、 S8b的结构的开关控 制部IOA。开关元件5a、 5b及二极管4a、 4b、 4c、 4d， 4e、 4f包含在整 流部中。
具体地说，二极管4f、 4e按照从交流输入端PA1向交流输入端PA2、 二极管4f和二极管4e的顺序相互串联连接，使导通方向分别为交流输入 端PA1及交流输入端PA2侧。开关元件5b与二极管4f以导通方向为反 方向的方式并联连接，开关元件5a与二极管4e以导通方向为反方向的方 式并联连接。开关控制部IOA如图2B所示在图2A的开关控制部10中取 代或非门部16a、 16b而连接非门部16，取代两个系统的控制信号S10a、 S10b而生成一个系统的控制信号S10A(参照图3A)。
开关元件5b、 5a根据控制信号S10A进行开关。这里，对电抗器电流 S2C流经的路径进行说明。为了便于说明，负载7的阻抗被设定为充分高， 并忽视流过负载7的电流，不过在阻抗低的情况下也同样能够说明。首先， 在交流正期间TAP中，开关元件5a始终为关断状态。在控制信号S10A 为高电平的情况下，开关元件5b成为接通状态，电抗器电流S2C大致沿 着电抗器2、交流输入端PA1、开关元件5b、 二极管4e、交流输入端PA2 以及交流电源1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄路径内的能动元件是开关 元件5b及二极管4e这两个。另一方面，在控制信号S10A为低电平的情 况下，开关元件5b为关断状态，电抗器电流S2C大致沿着电抗器2、交 流输入端PA1、 二极管4a、正极整流输出端PR1、平滑电容器6、负极整 流输出端PR2、 二极管4d、交流输入端PA2以及交流电源1的顺序的放 出路径而流动。放出路径内的能动元件是二极管4a及二极管4d这两个。 在开关元件5b为接通状态的期间，二极管4a、 4b、 4c、 4d防止升压斩波动作中的逆流，另一方面，在开关元件5b为关断状态的期间，二极管4a 及二极管4d沿导通方向流动电抗器电流S2C。
接着，在交流负期间TAN中，开关元件5b始终为关断状态。在控制 信号S10A为高电平的情况下，开关元件5a为接通状态，电抗器电流S2C 大致沿着电抗器2、交流电源l、交流输入端PA2、开关元件5a、 二极管 4f以及交流输入端PA1的顺序的积蓄路径而流动。积蓄路径内的能动元 件是开关元件5a及二极管4f这两个。另一方面，在控制信号S10A为低 电平的情况下，开关元件5a为关断状态，电抗器电流S2C大致沿着电抗 器2、交流电源l、交流输入端PA2、 二极管4c、正极整流输出端PR1、 平滑电容器6、负极整流输出端PR2、 二极管4b以及交流输入端PA1的 顺序的放出路径而流动。放出路径内的能动元件是二极管4c及二极管4b 这两个。在开关元件5a为接通状态的期间，二极管4a、 4b、 4c、 4d防止 升压斩波动作中的逆流，另一方面，在开关元件5a为关断状态的期间， 二极管4b及二极管4c沿导通方向流动电抗器电流S2C。
其他结构及动作与实施方式1同样，能够实现与实施方式1等同的效 果。而且在实施方式4的直流电源装置中，可省略实施方式1至3中使用 的交流极性检测部31，通过削减部件个数能够进一步实现成本降低及小型 化。除此之外，还能够削减由交流极性检测部31引起的消耗功率。
另外，如果开关元件5a、 5b由金属氧化膜半导体(MOS: Metal Oxide Semiconductor)晶体管构成，则在可省略反向导通二极管4e、 4f的同时， 能够通过同步整流来进一步降低功率损失。另外，可组合一个开关元件和 二极管桥式来构成双向开关。
如上所述，本发明的直流电源装置构成为使控制升压斩波用开关元 件的控制信号的脉冲宽度仅依存于作为目标的直流电压和检测出直流电 压而进行变化。由此，能够实现部件个数的削减以及控制部的简化，并且 能够降低高次谐波电流，改善功率因数。因此本发明的直流电源装置可适 用于通用反相器的输入级电路、和空气调节器或冷藏库等采用了压縮机的 家电设备的输入级电路的用途。
以上，在实施方式中到此为止的说明全部是使本发明具体化的一例， 本发明不限于这些例子，从业人员能够采用本发明的技术在可容易构成的各种例子中展开。
产业上的可利用性
本发明可利用于直流电源装置和具有该直流电源装置的空气调节器。
权利要求
1.一种直流电源装置，具有整流部，其包含第1二极管和第2二极管、以及分别与上述第1二极管和第2二极管反向导通地并联连接的第1开关部和第2开关部，对来自交流电源的交流进行整流，生成整流电压；电抗器部，其包含1个电抗器，该电抗器部插入到上述交流电源与上述整流部的第1交流输入端和第2交流输入端之间；平滑部，其与上述整流部的正极整流输出端和负极整流输出端连接，使整流电压平滑化，并生成表示近似直流的电压的直流电压；目标直流电压设定部，其设定表示直流电压的目标值的目标直流电压；以及控制部，其生成包含脉冲信号的控制信号，该脉冲信号具有根据目标直流电压与直流电压之间的差电压而变化的脉冲宽度和比交流的基本周期短的脉冲周期，上述第1开关部和第2开关部根据控制信号来进行开关，由此变更流向上述电抗器部的电流的路径，进行升压斩波动作。
2. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于，上述第1 二极管和第2二极管从第1交流输入端向第2交流输入端、按照 上述第1二极管和第2二极管的顺序相互串联地插入，且使导通方向分别为 第1交流输入端侧和第2交流输入端侧，上述第1开关部和第2开关部根据1个系统的控制信号来进行控制。
3. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述控制部包含交流极性检测部，该交流极性检测部对交流的极性进行检测，并生成交流极性信号，上述控制部根据脉冲信号和交流极性信号来生成2个系统的控制信号，上述第1开关部和第2开关部分别根据2个系统的控制信号中的一个信号和另一个信号来进行控制。
4. 根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，插入上述第l二极管，使导通方向从负极整流输出端向第l交流输入端，插入上述第2二极管，使导通方向从第l交流输入端向正极整流输出端。
5. 根据权利要求4所述的直流电源装置，其特征在于， 上述整流部包含第3二极管和第4二极管，被插入的上述第3二极管的导通方向从负极整流输出端向第2交流输 入端；被插入的上述第4二极管的导通方向从第2交流输入端向正极整流输 出端。
6. 根据权利要求4所述的直流电源装置，其特征在于， 上述平滑部包含第1电容器和第2电容器，上述第1电容器被插入到第2交流输入端和负极整流输出端之间， 上述第2电容器被插入到正极整流输出端和第2交流输入端之间。
7. 根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于， 插入上述第l二极管，使导通方向从负极整流输出端向第l交流输入端，插入上述第2二极管，使导通方向从负极整流输出端向第2交流输入端o
8. 根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于， 上述交流极性检测部包含第1光电耦合器和第2光电耦合器， 上述第l光电耦合器被插入输入二极管，该输入二极管的导通方向从上述交流电源的一个端子向另一个端子，上述第2光电耦合器被插入输入二极管，该输入二极管的导通方向为 与第l光电耦合器相反的方向，第1光电耦合器和第2光电耦合器分别生成第1交流极性信号和第2交 流极性信号。
9. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述第1开关部和第2开关部交替地变更流向上述电抗器部的电流的第1路径和第2路径，上述第1路径包含上述第1开关部或第2开关部任意一方的导通方向的 路径，上述第2路径包含防止升压斩波动作中的逆流的第3二极管的导通方 向的路径。
10. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述电抗器部包含第l交流输入端与上述交流电源之间所插入的第l电抗器。
11. 根据权利要求10所述的直流电源装置，其特征在于， 上述电抗器部包含第2交流输入端与上述交流电源之间所插入的第2电抗器。
12. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述控制部包含差电压检测部，其生成表示目标直流电压与直流电压之间的差电压的 差电压信号；载波振荡部，其生成具有比交流的基本周期短的周期的载波信号；以及比较部，其生成表示差电压信号与载波信号的比较结果的控制信号。
13. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述第1开关部和第2开关部在每个交流的基本周期，分别呈可开关状态以及开关停止状态这两个状态，并在可开关状态中进行开关。
14. 根据权利要求13所述的直流电源装置，其特征在于， 上述第1开关部和第2开关部在任意一方为可开关状态时，另一方为开关停止状态。
15. 根据权利要求13所述的直流电源装置，其特征在于， 可开关状态的期间比开关停止状态的期间短。
16. 根据权利要求l所述的直流电源装置，其特征在于， 上述控制部在脉冲周期内将脉冲宽度限制于规定期间内。
17. —种空气调节器，其包含权利要求1所述的直流电源装置。
全文摘要
在实现高次谐波电流降低和功率因数改善的直流电源装置中，以实现功率损失的降低和控制部的简化为目的。不需要作为检测部的变压器或变流器、控制部的乘法部等，通过简单的结构来提供低功率损失的高功率因数直流电源装置，该直流电源装置具有交流电源、桥式构成的四个二极管、平滑用电容器、与交流电源连接的电抗器、两个开关元件、用于判定交流电源的电压极性的光电耦合器、直流电压检测部、目标直流电压设定部和开关控制部。
文档编号H02M7/12GK101584107SQ20088000239
公开日2009年11月18日 申请日期2008年1月23日 优先权日2007年1月24日
发明者京极章弘, 前田志朗, 川崎智广, 武田芳彦 申请人:松下电器产业株式会社