专利名称：可工作于移相谐振和pwm模式的变换器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种开关电源中的变换器，特别涉及一种可工作于移相谐振和
p丽模式的变换器。
背景技术：
开关电源因其体积小、重量轻、效率高、抗干扰性强、输出电压范围宽等优点被广泛应用在各行各业。而变换器是开关电源的关键部分，它把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用，例如P丽模式的变换器是传统的一种变换器，其工作在硬开关模式，通常采用磁性元件实现交直流侧滤波、能量的存储和传输，并通过调节占空比来达到满足控制输出电压电流的要求。但P丽(Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)模式的变换器存在着许多缺点 (1)、开通和关断损耗大，在开通时，开关期间的电流上升和电压下降同时进行，关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠致使器件的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加。
(2)、感性关断问题电路中难免存在感性元件，当开关器件关断时，由于通过该感性元件的di/dt很大，感应出很高的尖峰电压加在开关器件两端，容易造成电压击穿。[0005] (3)、容性开通问题当开关器件在很高的电压下开通时，储藏在开关器件结电容中的能量将全部耗散在该开关器件内，引起开关器件过热损坏。 (4)、二极管反相恢复问题，二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，在此期间内，二极管仍然处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加，重则致其损坏。[0007] 由此，软开关电源应运而生，其中，移相谐振变换器工作于软开关状态，相对于P丽模式的变换器，移相谐振变换器具有损耗少、辐射低、效率高的优点。但是移相谐振变换器在轻载时却无法处于良好的谐振状态，造成工作效率下降，使负载调整性能变差。[0008] 综上所述，现有开关电源的变换器在负载变化时，存在工作效率低的问题。
实用新型内容本实用新型的目的是提供一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，以解决现有开关电源的变换器在负载发生变化时，存在工作效率低的问题。 本实用新型提出一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，包括第一桥臂、第二桥臂、谐振电感、高频变压器以及切换开关。第一桥臂与第二桥臂并联后连接到电压输入端，谐振电感与切换开关并联，并与高频变压器的初级线圈串接后设置在第一桥臂与第二桥臂的中间节点之间，高频变压器的次级线圈连接至负载。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，切换开关由反向串联的两个绝缘栅双极型功率管构成。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，切换开关由反向串联的两个场效应管构成。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，切换开关由反向串联的两个大功率晶体管构成。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，第一桥臂与第二桥臂的结构对应相同，分别包括二开关与二寄生电容，其中一开关和一寄生电容并联，另一开关和另一寄生电容并联，且并联的其中一开关和寄生电容与另一并联的开关和寄生电容串联。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，第一桥臂与第二桥臂还分别包括二二极管，其中一二极管与其中一开关反向并联，另一二极管与另一开关反向并联。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其还包括整流电路，其设置在高频变压器的次级线圈与负载之间。 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，整流电路包括二整流二极管，其中一整流二极管的正极与变压器次级线圈的一端相连，负极连接至负载，另一整流二极管的正极与变压器次级线圈的另一端相连，负极连接至负载。[0018] 依照本实用新型较佳实施例所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其还包括滤波电路，其设置在高频变压器的副边与负载之间。 本实用新型的有益效果是本实用新型可以根据负载大小的变化而切换到不同的工作模式，重载时采用移相谐振模式，轻载时采用P丽模式，从而使变换器始终保持较高的工作效率。
图1为本实用新型实施例的一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器电路图；[0021] 图2为本实用新型实施例的另一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器电路图； 图3为工作在移相谐振模式时的波形图。
具体实施方式
以下结合附图，具体说明本实用新型。 请参见图l，其为本实用新型实施例的一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器电路图。此变换器包括第一桥臂11、第二桥臂12、谐振电感Lr、高频变压器Tr以及切换开关S5。其中，第一桥臂11包括开关S1、开关S3、电容C1和电容C3，电容C1与开关S1并联，电容C3与开关S3并联。第二桥臂12包括开关S2、开关S4、电容C2和电容C4，电容C2与开关S2并联，电容C4和开关S4并联(其中电容Cl C4可以是开关Sl S4的寄生电容，也可以是外置辅助电容)。第一桥臂ll和第二桥臂12并联后设置在输入电压Vin之间。谐振电感Lr与切换开关S5并联，并与高频变压器Tr的初级线圈串接后设置在第一桥臂11与第二桥臂12的中间节点之间。高频变压器Tr的次级线圈经过一个由整流二极管D5和整流二极管D6组成的整流电路13，以及一个由滤波电感Lt和滤波电容Ct组成的滤波电路14后连接到负载。值得注意的是，此处的整流电路13以及滤波电路14仅是一种实现方式，也可以由其它相同功能的电路来代替。 从本实施例的电路结构可以看出，当切换开关S5关断的时候，谐振电感Lr起到作用，通过控制开关S1 S4的通断相角，可以使本实用新型的电路工作在移相谐振模式。而当切换开关S5导通的时候，谐振电感Lr被短路后并不起到作用，然后通过调节控制开关Sl S4的通断占空比，可以使本实用新型的电路工作在P丽模式。 由此可知本实施例的工作原理是当负载是轻载时，导通切换开关S5，使电路工作在P丽模式，当负载是重载时，关断开关S5，使电路工作在移相谐振模式。[0027] 请参见图2，其为本实用新型实施例的另一种可工作于移相谐振和P丽模式的变换器电路图，与图1相比，本实施例采用反向串联的两个M0S管(场效应管)Q5和M0S管Q6来作为切换开关。并且，第一桥臂11的两个开关由M0S管Q1和M0S管Q3来实现，第二桥臂12的两个开关由M0S管Q2和M0S管Q4来实现。另外，本实用新型的第一桥臂11与第二桥臂12中还包括有二极管D1 D4，二极管D1 D4分别与M0S管Q1 Q4反向并联。值得注意的是，本实施例中第一桥臂11、第二桥臂12上的四个开关，以及切换开关采用MOS管仅为一种实现方式，但并不能依此限制本实用新型，如以其它的功能电路或器件来代替上述M0S管Q1 Q6，而实现的相同功能的，均在本实用新型的保护范围内。例如第一桥臂11、第二桥臂12上的四个开关，以及切换开关可以采用IGBT (Insulated Gate BipolarTransistor,绝缘栅双极型功率管)、GTR(大功率晶体管)等。 下面结合图2的实施例具体介绍本实用新型可工作于移相谐振和P丽模式的变换器的工作过程 当MOS管Q5和MOS管Q6所在的通道断开时，电路工作在移相谐振模式，请参见图3，其为工作在移相谐振模式时的波形图。现假设电路的初始状态为M0S管Ql和M0S管Q4导通，输出整流二极管D5导通，输入直流电压Vin经过高频变压器Tr把能量传给负载，高频变压器Tr原边(即初级线圈)电流Ip直线上升。 在tl时刻关断M0S管Q1，因为电容C1的电压从零开始线形上升，所以M0S管Q1是零电压关断。之后，高频变压器Lr与电容Cl和电容C3谐振，当电容C3两端电压下降到零的时刻，并联在M0S管Q3两端的二极管D3自然导通。 因此，在t2时刻，M0S管Q3可以在零电压下导通。此后电压进入环流阶段。[0032] 在t3时刻，关断M0S管Q4(由于电容C4两端的电压从零开始线形上升，所以MOS管Q4是零电压关断)。此后，由于高频变压器Lr原边电流Ip下降，开始了输出电流从输出整流二极管D5到整流二极管D6的换流过程，这时虽然原边有负电压脉冲波形，但原边不足以提供负载电流，这样就导致了整流二极管D5和整流二极管D6同时导通，负载续流的状态，其两端电压为零，高频变压器Lr副边(即次级线圈)短路，同样其原边也短路。电压Vin直接加到谐振电感Lr上，谐振电感Lr和电容C2、电容C4谐振。 到t4时亥lj，电容C2两端电压谐振到零，此时二极管D2自然导通，此后可以开通M0S管Q2， M0S管Q2为零电压开通。虽然这时MOS管Q2已经导通，但是其不流过电流，高频变压器Lr原边电流Ip由二极管D2流过，能量反馈给输入电源。之后原边电流Ip在电压-Vin的作用下，线形下降。 直到t5时亥lj，高频变压器Lr的原边电流Ip下降到零，并且向负方向增加，电流流过MOS管Q2、M0S管Q3，因此整流二极管D5中流过的电流下降，整流二极管D6中流过的电流上升，但是这时原边电流Ip仍然不足以提供负载电流，Ip依然线形下降。 至t6时刻，输出整流二极管完成换流，整流二极管D5关断，整流二极管D6流过全
部负载电流。然后开始下半个开关周期，其工作过程大致与上半个周期相同，此处不再赘述。 值得注意的是，因为当M0S管Q4关断后，电容C4电压增加，并使二极管D2导通， 从而将高频变压器Lr副边短接，变压器原边电压为零，输入电压Vin全部加在漏感上，使原 边电流Ip减小。如果漏感能量较少，就会出现电容C4的电压还没有增加到电压Vin的大 小，原边电流Ip就已经减小到零，电容C4的电压就会使高频变压器Lr原边的电流反向增 加，而且电容C4的电压也会下降，同时电容C2的电压就会开始增加。当M0S管Q2导通时， 电容C2的电压不为零，M0S管Q2就不能实现零电压开通，而是硬开通。综上，滞后桥臂实现 ZVS(Zero Voltage Swithching，零电压开关)的能量是漏感的能量，且漏感远小于输出滤 波电感，因此滞后桥臂实现ZVS较超前桥臂困难。而漏感能量与负载有关，在负载较小时， 漏感能量不足以使滞后桥臂实现零电压开关，从而造成工作效率的降低。 由此，在负载较小时(例如是满载的20%时)，导通M0S管Q5和M0S管Q6所在的 通道，使电路切换到P丽的工作模式，并控制M0S管Q1、M0S管Q4同时导通，或者M0S管Q2、 M0S管Q3同时导通，再依次切换。由于P丽的工作模式在轻载时产生的能量消耗很少，从而 确保变换器始终保持较高的工作效率。 本实用新型可以根据负载大小的变化而切换到不同的工作模式，重载时采用移相 谐振模式，轻载时采用P丽模式，从而使变换器始终保持较高的工作效率。 以上公开的仅为本实用新型的几个具体实施例，但本实用新型并非局限于此，任 何本领域的技术人员能思之的变化，都应落在本实用新型的保护范围内。
权利要求一种可工作于移相谐振和PWM模式的变换器，其特征在于，包括一第一桥臂、一第二桥臂、一谐振电感、一高频变压器以及一切换开关，该第一桥臂与该第二桥臂并联后连接到电压输入端，该谐振电感与该切换开关并联，并与该高频变压器的初级线圈串联后设置在该第一桥臂与该第二桥臂的中间节点之间，该高频变压器的次级线圈连接至负载。
2. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该切换开 关由反向串联的两个绝缘栅双极型功率管构成。
3. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该切换开 关由反向串联的两个场效应管构成。
4. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该切换开 关由反向串联的两个大功率晶体管构成。
5. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该第一桥 臂与该第二桥臂的结构对应相同，分别包括二开关与二寄生电容，其中一开关和一寄生电 容并联，另一开关和另一寄生电容并联，且并联的其中一开关和寄生电容和另一并联的开 关和寄生电容之间串联连接。
6. 如权利要求5所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该第一桥 臂与该第二桥臂还分别包括二二极管，其中一二极管与其中一开关反向并联，另一二极管 与另一开关反向并联。
7. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，其还包括 一整流电路，其设置在该高频变压器的次级线圈与负载之间。
8. 如权利要求7所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，该整流电 路包括二整流二极管，其中一整流二极管的正极与该变压器次级线圈的一端相连，负极连 接至负载，另一整流二极管的正极与该变压器次级线圈的另一端相连，负极连接至负载。
9. 如权利要求1所述的可工作于移相谐振和P丽模式的变换器，其特征在于，其还包括 一滤波电路，其设置在该高频变压器的副边与负载之间。
专利摘要本实用新型提出一种可工作于移相谐振和PWM模式的变换器，包括第一桥臂、第二桥臂、谐振电感、高频变压器以及切换开关。第一桥臂与第二桥臂并联后连接到电压输入端，谐振电感与切换开关并联，并与高频变压器的初级线圈串接后设置在第一桥臂与第二桥臂的中间节点之间，高频变压器的次级线圈连接至负载。本实用新型可以根据负载大小的变化而切换到不同的工作模式，重载时采用移相谐振模式，轻载时采用PWM模式，从而使变换器始终保持较高的工作效率。
文档编号H02M3/24GK201490890SQ20092020879
公开日2010年5月26日 申请日期2009年9月1日 优先权日2009年9月1日
发明者曹海波 申请人:上海惠桑电源技术有限公司