无线馈电装置、无线电力接收机以及无线电力传输系统的制作方法

专利名称：无线馈电装置、无线电力接收机以及无线电力传输系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线交流馈电，更具体地说，涉及无线交流馈电装置的电力控制。
背景技术：
不需要输电线来供电的无线供电技术现在正吸引着人们的注意力。当前的无线供 电技术大致可分为三种类型(A)利用电磁感应的类型(针对短距离)；(B)利用无线电波 的类型(针对长距离)；以及(C)利用磁场的共振现象的类型(针对中等距离)。利用电磁感应的类型㈧通常用于诸如电动剃须刀的常见的家用电器；然而，其 仅在几厘米的短距离中有效。利用无线电波的类型(B)可用于长距离，然而，其不能馈送大 的电力。利用共振现象的类型(C)是相对较新的技术，由于其即使在大约几米的中等距离 也有较高的电力传输效率，因此，其尤为弓丨人关注。例如，正在研究这样一个计划，即，将接 收线圈掩埋在EV(电动车)的下面部分，从而以非接触的方式从地面的馈送线圈供电。该 无线构造使得能够实现完全绝缘的系统，这对于雨中的供电特别有效。下文中，将类型(C) 称为“磁场共振类型”。该磁场共振类型基于2006年麻省理工大学发表的理论(参照专利文献1)。在专 利文献1中，准备了四个线圈。以从馈送侧开始的顺序，这四个线圈被称为“激励线圈”、“馈 送线圈”、“接收线圈”和“负载线圈”。激励线圈和馈送线圈彼此靠近并且相互面对，以进行 电磁耦合。类似地，接收线圈和负载线圈彼此靠近并且相互面对，以进行电磁耦合。馈送线 圈和接收线圈之间的距离(中等距离)大于激励线圈和馈送线圈之间的距离以及接收线圈 和负载线圈之间的距离。此系统致力于从馈送线圈向接收线圈供电。当交流供电馈送到激励线圈时，根据电磁感应原理，电流还流入馈送线圈。当馈送 线圈产生磁场导致馈送线圈和接收线圈磁共振时，大电流流入接收线圈。此时，根据电磁感 应原理，电流还流入负载线圈，并且，从与负载线圈串联的负载中取出电力。通过利用磁场 共振现象，即使馈送线圈和接收线圈彼此之间存在大的间距，也能够实现较高的电力传输 效率。[引用列表][专利文献][专利文献1]美国专利公开No. 2008/0278264[专利文献2]日本专利公开No. 2006-230032[专利文献 3] PCT 国际公开 No. W02006/022365[专利文献4]美国专利公开No. 2009/0072629[专利文献5]美国专利公开No. 2009/0015075[专利文献6]日本专利公开No. 2008-172872[专利文献7]日本专利公开No. 2006-74848[专利文献8]日本专利公开No. 2003-33011本发明人考虑需要用来自动控制馈电以使得输出电力稳定的机制，以便扩展无线馈电的应用性。在专利文献7中公开的非接触类型馈电装置(其为类型(A)的馈电装置) 中，接收方的次级方单元向发送方的初级方单元通知输出电压的幅值，并且初级方单元根 据输出电压来控制馈电。更具体地说，从线圈L4(次级方单元)向线圈L3(初级方单元) 发送指示输出电压的幅值的信号。在专利文献7的非接触类型的馈电装置中，默认将初级方串联共振电路或者次级 方串联共振电路的共振频率设置为固定值。然而，在磁场共振类型的馈电情况中，共振频率 很容易根据馈送线圈和接收线圈之间的位置关系而改变，因此，专利文献7的机制不能实 际应用于磁场共振类型。此外，认为在磁场共振类型的情况下，由馈送线圈或接收线圈产生 的磁场显著影响了利用电磁波从线圈L4向线圈L3的信号传输。

发明内容
本发明的主要目的是有效控制磁场共振类型的无线馈电中的馈送电力。根据本发明第一方面的无线馈电装置是按照无线方式从馈送线圈向接收线圈供 电的装置。所述无线馈电装置包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈 送交流电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并以所述接收线圈的共振频率共 振；相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差；以及信号接 收电路，其从电力接收方接收指示输出的幅值的输出信号，其中，所述电力传输控制电路对 所述驱动频率进行调整，使得所述相位差减小，从而使所述驱动频率跟踪所述共振频率。所 述相位检测电路根据所述输出信号对所述电压相位和电流相位中的两者或其中之一的检 测值执行事后调整。比较所述交流电的所述电流相位和所述电压相位，以检测所述电流相位和所述电 压相位之间的所述相位差。调整所述驱动频率以减小所检测的相位差，以使得所述驱动频 率跟踪所述共振频率。结果，即使所述共振频率被改变，所述电力传输效率也能方便地保持 恒定。此外，即使根据所述输出电压的变化来对所述电压相位和所述电流相位进行事后调 整，也导致所述驱动频率将根据所述经调整的相位差而改变。因此，可以利用所述驱动频率 作为参数来对所述馈电进行反馈控制，使得可以方便地稳定所述输出电压。所述相位检测电路可以将所述交流电的电压和电流分量中的两者或其中之一转 换为用于检测所述相位差的具有锯齿波形的信号。所述信号接收电路可以以诸如红外线的 光信号的形式接收所述输出信号。所述输出信号可以是利用信号频率的幅值来指示所述输 出的幅值的交流信号。所述相位检测电路可以对第一相位值和第二相位值进行比较以检测 所述相位差，并且所述相位检测电路基于所述输出信号来改变所述第一基准值和所述第二 基准值中的两者或其中之一，从而对所述第一相位值和所述第二相位值中的两者或其中之 一执行事后调整，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电压水平变为第一基准值的时 刻，所述第二相位值指示所述交流电的电流水平变为第二基准值的时刻。所述无线馈电装置还可以包括激励线圈，该激励线圈与所述馈送线圈磁耦合，并 将交流电从所述电力传输控制电路馈送到所述馈送线圈。所述电力传输控制电路可以包 括第一电流通路和第二电流通路，并使得分别串联连接到所述第一电流通路和所述第二电 流通路的第一开关和第二开关以所述驱动频率交替导通，以向所述激励线圈馈送所述交流 H1^ ο
无线馈电装置还可以包括检测线圈，该检测线圈利用由所述交流电产生的磁场来 产生感应电流。所述相位检测电路可以测量流入所述检测线圈的所述感应电流的相位，以 实现对所述交流电的电流相位的测量。由于根据流入所述检测线圈的所述感应电流来测量 所述电流相位，因此没有直接将测量负载施加于所述馈送线圈。所述检测线圈可以利用由 流入所述馈送线圈的所述交流电所产生的磁场来产生所述感应电流。根据本发明第二方面的无线电力接收机是通过无线方式在接收线圈处接收从上 述无线馈电装置馈送的交流电的装置。该无线电力接收机包括接收线圈电路，其包括所 述接收线圈和电容器，并以所述馈送线圈的共振频率共振；负载电路，其包括负载线圈和负 载，该负载线圈磁耦合到所述接收线圈，以从所述接收线圈接收所述交流电，所述负载从所 述负载线圈接收电力；以及信号发送电路，其向所述无线馈电装置发送输出信号，该输出信 号指示将要应用于所述负载电路的一部分的输出电压的幅值。信号发送电路可以以指示所述输出电压和基准电压之间的差值的信号的形式发 送所述输出信号。可以手动调整所述基准电压的数值。所述输出信号可以是按照信号频率 的幅值来指示所述输出电压的幅值的交流信号。可以利用所述负载电路中提供的所述整流 电路以直流电流的形式产生所述输出电压。根据本发明第三方面的无线电力传输系统是通过无线方式从馈送线圈向接收线 圈馈电的系统。该系统包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流 电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和第一电容器；接收线圈电路，其包括所述接收线 圈和第二电容器；负载电路，其包括负载线圈和负载，所述负载线圈磁耦合到所述接收线圈 以从所述接收线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；以及相位检测电 路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述电力传输控制电路对所 述驱动频率进行调整以减小所述相位差。所述相位检测电路根据将要施加于所述负载电路 的一部分的输出电压的幅值来对所述电压相位和所述电流相位中的两者或其中之一的检 测值执行事后调整。根据本发明第四方面的无线馈电装置是通过无线方式从馈送线圈向接收线圈馈 电的装置。该无线馈电装置包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交 流电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并以所述接收线圈的共振频率共振； 相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差；以及信号接收电 路，其按照占空比从所述交流电的电力接收方接收指示输出的输出信号，并根据所述占空 比对所述输出信号进行直流转换。所述电力传输控制电路对所述驱动频率进行调整以减小 所述相位差，从而使所述驱动频率跟踪所述共振频率。所述相位检测电路根据经过直流转 换的所述输出信号的信号电平对所述电压相位和电流相位中的两者或其中之一的检测值 执行事后调整。对所述交流电的电流相位和电压相位进行比较，以检测所述电流相位和所述电压 相位之间的相位差。调整所述驱动频率以减小所检测的相位差，以使得所述驱动频率跟踪 所述共振频率。结果，即使所述共振频率被改变，所述电力传输效率也能方便地保持恒定。 此外，即使根据所述输出电压的变化来对所述电压相位和所述电流相位进行事后调整，也 会导致所述驱动频率将根据所述经调整的相位差而改变。因此，可以利用所述驱动频率作 为参数来对所述馈电进行反馈控制，使得可以方便地稳定所述输出电压。
所述相位检测电路可以对第一相位值和第二相位值进行比较以检测所述相位差， 并且所述相位检测电路基于所述信号电平来改变所述第一基准值和所述第二基准值中的 两者或其中之一，从而对所述第一相位值和所述第二相位值中的两者或其中之一执行事后 调整，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电压水平变为第一基准值的时刻，所述第二 相位值指示所述交流电的电流水平变为第二基准值的时刻。所述信号接收电路可以以诸如 红外线的光信号的形式接收所述输出信号。所述无线馈电装置还可以包括激励线圈，该激励线圈与所述馈送线圈磁耦合，并 将交流电从所述电力传输控制电路馈送到所述馈送线圈。所述电力传输控制电路可包括第 一电流通路和第二电流通路，并使得分别串联连接到所述第一电流通路和所述第二电流通 路的第一开关和第二开关以所述驱动频率交替导通，以向所述激励线圈馈送交流电。 所述无线馈电装置还可包括检测线圈，该检测线圈利用由交流电产生的磁场来产 生感应电流。所述相位检测电路可以测量流入所述检测线圈的所述感应电流的相位，以实 现对所述交流电的电流相位的测量。由于根据流入所述检测线圈的所述感应电流来测量所 述电流相位，因此没有直接将测量负载施加于所述馈送线圈。所述检测线圈可以利用由流 入所述馈送线圈的所述交流电所产生的磁场来产生感应电流。根据本发明第五方面的无线电力接收机是通过无线方式在接收线圈处接收从上 述无线馈电装置馈送的交流电的装置。该无线电力接收机包括接收线圈电路，其包括所 述接收线圈和电容器，并以所述馈送线圈的共振频率共振；负载电路，其包括负载线圈和负 载，该负载线圈磁耦合到所述接收线圈，以从所述接收线圈接收所述交流电，该负载从所述 负载线圈接收电力；以及信号发送电路，其按照占空比向所述无线馈电装置发送输出信号， 该输出信号指示将要应用于所述负载电路的一部分的输出电压。所述信号发送电路可以按照所述占空比以指示所述输出电压和基准电压之间的 差值的信号的形式发送所述输出信号。可以手动调整所述基准电压的数值。所述无线电力接收机还可包括控制信号生成电路，其以预定的控制频率生成控 制信号；以及比较电路，当在所述控制信号的所述信号电平与所述输出电压之间建立预定 的幅值关系时，所述比较电路生成使能信号。所述信号发送电路可以基于所述使能信号的 所述占空比来确定所述输出信号的占空比。所述“预定的幅值关系”可以是所述控制信号 的电平高于表示所述输出电压的变化的预定电平，或者所述控制信号的电平低于表示所述 输出电压的变化的预定电平。所述无线电力接收机还可包括基准信号生成电路，其生成基准信号，该基准信号 的基准频率高于所述控制频率。所述信号发送电路可以仅当生成所述使能信号时将所述基 准信号作为所述输出信号进行发送。根据本发明第六方面的无线电力传输系统是通过无线方式从馈送线圈向接收线 圈馈电的系统。该系统包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流 电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和第一电容器；接收线圈电路，其包括所述接收线 圈和第二电容器；负载电路，其包括负载线圈和负载，所述负载线圈磁耦合到所述接收线圈 以从所述接收线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；相位检测电路，其 检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差；信号发送电路，其按照占空比向馈 电装置方发送指示将施加于所述负载电路的一部分的输出电压的输出信号；以及信号接收电路，其在所述馈电装置方接收所述输出信号，并根据所述占空比对所述输出信号进行直 流转换。所述电力传输控制电路调整所述驱动频率以减小所述相位差。所述相位检测电路 根据经过了直流转换的所述输出信号的信号电平来对所述电压相位和所述电流相位中的 两者或其中之一的检测值执行事后调整。应当注意，在方法、装置和系统等之间变化的上述结构组件和表述的任意组合都 是有效的，并且涵盖在这里所述的实施方式中。根据本发明，可以对磁场共振类型的无线供电中的电力传输有效地执行控制。


结合附图，本发明的上述特征和优点将从特定优选实施方式的如下说明中变得更 加明显，附图中图1是第一实施方式中的无线电力传输系统的系统构造图；图2是示出负载电流和负载电压之间的关系的曲线图；图3是示出线圈间距离和负载电压的曲线图；图4是示出馈送线圈电路的阻抗和驱动频率之间的关系的曲线图；图5是示出输出电力效率和驱动频率之间的关系的曲线图；图6是第一实施方式中的信号发送电路的电路图；图7是示出VF转换器中的信号频率和TO信号之间的关系的曲线图；图8是第一实施方式中的信号接收电路的电路图；图9是示出FV转换器中的信号频率和T2信号之间的关系的曲线图；图10是第一实施方式中的电流相位检测电路的电路图；图11是示出SO和Sl信号之间的关系的时序图；图12是示出第一实施方式中的无线电力接收机的修改示例的电路图；图13是示出第一实施方式中的无线电力传输系统的修改示例的系统构造图；图14是第二实施方式中的无线电力传输系统的系统构造图；图15是示出负载电流和负载电压之间的关系的曲线图；图16是示出线圈间距离和负载电压的曲线图；图17是示出馈送线圈电路的阻抗和驱动频率之间的关系的曲线图；图18是示出输出电力效率和驱动频率之间的关系的曲线图；图19是第二实施方式中的控制信号生成电路的电路图；图20是示出TO至T2信号之间的关系的时序图；图21是第二实施方式中的信号发送电路的电路图；图22是示出T2、T3和T6信号之间的关系的时序图；图23是示出第二实施方式中的电流相位检测电路和信号接收电路的电路图；图M是示出Si、S3和T5信号之间的关系的时序图；图25是示出Sl和S2信号之间的关系的时序图；图沈是示出第二实施方式中的无线电力接收机的修改示例的电路图；以及图27是示出第二实施方式中的无线电力传输系统的修改示例的系统构造图。
具体实施例方式下文将参照附图来详细说明本发明的优选实施方式。图1是根据第一实施方式的无线电力传输系统100的系统构造图。无线电力传输 系统100包括无线馈电装置116和无线电力接收机118。无线馈电装置116包括电力传输 控制电路200、激励电路110、馈送线圈电路120、相位检测电路114和信号接收电路112作 为基本组件。无线电力接收机118包括接收线圈电路130、负载电路140和信号发送电路 122。在馈送线圈电路120的馈送线圈L2和接收线圈电路130的接收线圈L3之间设置 长度约为0.2米至1米的距离(此后，称为“线圈间距离”)。无线电力传输系统100主要致 力于按照无线方式从馈送线圈L2向接收线圈L3馈送电力。在第一实施方式中，假设共振频 率fr为IOOkHz来进行说明。第一实施方式的无线电力传输系统100可以在诸如ISM(工 业-科学-医学)频带的高频带中进行操作。在减少开关晶体管的成本(稍后将说明)以 及减少切换损失方面，低频段相比高频段具有优势。此外，低频段较少受到无线电法规的限 制。在激励电路110中，激励线圈Ll和变压器T2的次级线圈Li串联连接。变压器T2 的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb —起组成耦合变压器T2，并通过电磁感应从电力 传输控制电路200接收交流电。激励线圈Ll的匝数是1，导线直径是5mm，而激励线圈Ll本 身的形状是210mmX210mm的正方形。在图1中，为简明起见，用圆来表示激励线圈Li。同 理，也可以用圆来表示其它线圈。图1所示的所有线圈都由铜制成。流入激励电路110的 电流Il是交流电流。在馈送线圈电路120中，馈送线圈L2和电容器C2串联连接。激励线圈Ll和馈送 线圈L2彼此面对。激励线圈Ll和馈送线圈L2之间的距离相对较小，其为IOmm或者更小。 因此，激励线圈Ll和馈送线圈L2彼此进行强电磁耦合。馈送线圈L2的匝数是7，导线的直 径是5mm，而馈送线圈L2本身的形状是^OmmX^Omm的正方形。当使得交流电流Il流入 激励线圈Ll时，根据电磁感应原理，在馈送线圈L2中出现电动势，使得交流电流12流入馈 送线圈电路120。交流电流12明显大于交流电流II。设置馈送线圈L2和电容器C2的值 使得馈送线圈电路120的共振频率fr是100kHz。在接收线圈电路130中，接收线圈L3和电容器C3串联连接。馈送线圈L2和接收 线圈L3彼此面对。接收线圈L3的匝数是7，导线的直径是5mm，而接收线圈L3本身的形状 是^OmmX^Omm的正方形。设置接收线圈L3和电容器C3的值使得接收线圈电路130的 共振频率fr也是IOOkHz。因此，馈送线圈L2和接收线圈L3不必具有同样的形状。当馈送 线圈L2以共振频率fr = IOOkHz产生磁场时，馈送线圈L2和接收线圈L3磁共振，导致大 电流13流入接收线圈电路130。在负载电路140中，负载线圈L4通过整流电路IM和测量电路1 连接到负载LD。 接收线圈L3和负载线圈L4彼此面对。接收线圈L3和负载线圈L4之间的距离相对较小， 约为IOmm或者更小。因此，接收线圈L3和负载线圈L4彼此进行强电磁耦合。负载线圈L4 的匝数是1，负载线圈L4的电线的直径是5mm，而负载线圈L4本身的形状是300mmX 300mm 的正方形。当使得电流13流入接收线圈L3时，在负载电路140中出现电动势，使得交流电 14流入负载电路140。利用整流电路124将交流电流14整流为直流电流。尽管直流电流的一部分流入测量电路126，但是大部分直流电流作为直流电流15流入负载LD。整流电路 124是由桥式电路1 和电容器C5构成的通用电路。稍后将说明测量电路126的细节。利用无线电力接收机118的接收线圈L3来接收从无线馈电装置116的馈送线圈 L2馈送的交流电，然后从负载LD提取该交流电作为直流电。将施加于负载LD的电压称为 “负载电压V5”。如果负载LD与接收线圈电路130串联连接，则接收线圈电路130的Q值下降。因 此，用于电力接收的接收线圈电路130和用于电力提取的负载电路140彼此分离开。为了 提高电力传输效率，优选的是，使得馈送线圈L2、接收线圈L3和负载线圈L4的中心线相互重合。测量电路126包括电阻器Rl和R2、控制电源Vs和比较器132。利用电阻器Rl和 R2来对负载电压V5进行分压。将施加于电阻器R2两端的电压称为“输出电压”。将电阻 器Rl和R2之间的连接点T处的电动势输入比较器132的负端作为“测量电动势”。控制电 源Vs连接到比较器132的正端。将在比较器132的正端处由控制电源Vs产生的输入电压 称为“基准电动势”。控制电源Vs是可变的直流电压源，并且可以任意调整控制电源Vs的 电压。比较器132放大测量电动势和基准电动势之间的差异(此后，称为“校正电压”)，并 作为TO信号输出经放大的数值。TO信号是直流电压信号，指示校正电压的幅值。换言之， TO信号是指示负载电压V5的变化的信号。尽管稍后将详细说明，但是，在第一实施方式的 无线电力传输系统100中，对馈电进行控制，以使得校正电压为零，从而稳定输出电压(负 载电压％)。信号发送电路122将作为直流电压信号的TO信号转换为作为交流光信号的Tl信 号。Tl信号是指示输出的幅值并由无线馈电装置116的信号接收电路112接收的“输出信 号”。电力馈送方能够基于Tl信号得知校正电压的幅值。稍后将利用图6和图7来说明信 号发送电路122的电路构造和处理。并且，稍后将利用图8和图9来说明信号接收电路112 的电路构造和处理。将说明电力传输控制电路200的构造。VCO(压控振荡器)202连接到栅极驱动变 压器Tl的初级端。VCO 202充当以驱动频率fo生成交流电压Vo的“振荡器”。尽管交流 电压Vo的波形可以是正弦波，但是，这里假设电压波形是方波(数字波)。交流电压Vo使 得电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器Tl的初级线圈Lh。变压器Tl的初 级线圈Lh、变压器Tl的次级线圈Lf和变压器Tl的次级线圈Lg组成栅极驱动耦合变压器 Tl。电磁感应导致电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器Tl的次级线圈Lf 和变压器Tl的次级线圈Lg。将摩托罗拉公司制造的内置单元(产品序号MC14046B)用作第一实施方式的VCO 202。VCO 202还具有基于从相位检测电路150馈送的相位差指示电压SC来动态改变驱动 频率fo的功能(稍后将详细说明)。将假设驱动频率fo的最小值fol为90kHz并且最大值fo2为99kHz来进行如下说 明。相位差指示电压SC的适当范围是l.O(V)至4.0 (V)。相位差指示电压SC和驱动频率 fo彼此直接成比例。也就是说，当相位差指示电压SC是1. O(V)时，驱动频率fo( = fol) 是90kHz，而当相位差指示电压SC是4. O(V)时，驱动频率fo( = fo2)是99kHz。由直流电源Vdd充电的电容器CA和CB各自充当电力传输控制电路200的电源。电容器CA设置在图1的点C和点E之间，而电容器CB设置在点E和点D之间。假设电容 器CA的电压(点C和点E之间的电压)是VA，电容器CB的电压(点E和点D之间的电压) 是VB，则VA+VB (点C和点D之间的电压)表示输入电压。也就是说，电容器CA和CB分别 充当直流电源。变压器Tl的次级线圈Lf的一端连接到开关晶体管Ql的栅极，而变压器Tl的次 级线圈Lf的另一端连接到开关晶体管Ql的源极。变压器Tl的次级线圈Lg的一端连接到 开关晶体管Q2的栅极，而变压器Tl的次级线圈Lg的另一端连接到开关晶体管Q2的源极。 当振荡器202产生驱动频率为fo的交流电压Vo时，按照驱动频率fo交替地向开关晶体管 Ql和Q2的栅极施加电压Vx (Vx > 0)。结果，开关晶体管Ql和Q2以驱动频率fo交替地导 通/关断。开关晶体管Ql和Q2是具有同样特性的增强型MOSFET (金属氧化物半导体场效 应晶体管)，但是也可以是诸如双极性晶体管的其它晶体管。此外，可以使用诸如中继开关 的其它开关来取代该晶体管。开关晶体管Ql的漏极连接到电容器CA的正极。电容器CA的负极经由变压器T2 的初级线圈Lb连接到开关晶体管Ql的源极。开关晶体管Q2的源极连接到电容器CB的负 极。电容器CB的正极经由变压器T2的初级线圈Lb连接到开关晶体管Q2的漏极。将开关晶体管Ql的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS1，将开关晶体 管Q2的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS2。将开关晶体管Ql的源极和漏极 之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS1，将开关晶体管Q2的源极和漏极之间流动的电流 称为源极-漏极电流IDS2。示图中的箭头的方向指示正方向，与箭头方向相反的方向指示 负方向。当开关晶体管Ql导通(ON)时，开关晶体管Q2不导通(OFF)。此时的主要电流通 路(下文称为“第一电流通路”)从电容器CA的正极开始，经过点C、开关晶体管Q1、变压器 T2的初级线圈Lb和点E，然后返回到电容器CA的负极。开关晶体管Ql充当控制第一电流 通路的导通/不导通的开关。当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Ql不导通(OFF)。此时的主要电流通 路(下文称为“第二电流通路”)从电容器CB的正极开始，经过点E、变压器T2的初级线圈 Lb、开关晶体管Q2和点D，然后返回电容器CB的负极。开关晶体管Q2充当控制第二电流通 路的导通/不导通的开关。将流入电力传输控制电路200中的变压器T2的初级线圈Lb的电流称为“电流 IS”。电流IS是交流电流，并且将第一电流通路中的电流流动定义为正方向，将第二电流通 路中的电流流动定义为负方向。当VCO 202以驱动频率fo馈送交流电压Vo时，第一电流通路和第二电流通路以 共振频率fo进行切换。由于驱动频率为fo的交流电流Is流入变压器T2的初级线圈Lb， 因此交流电流Il以驱动频率fo流入激励电路110，并且驱动频率为fo的交流电流12流 入馈送电路120。驱动频率fo的值越接近于共振频率fr，则电力传输效率变得越高。当驱 动频率fo等于共振频率fr时，馈送线圈电路120的馈送线圈L2和电容器C2处于共振状 态。接收线圈电路130也是共振频率为fr的共振电路，从而馈送线圈L2和接收线圈L3磁 共振。此时，可以得到最大传输效率。然而，在第一实施方式的情况中，共振频率fr不包含在驱动频率fo的工作范围中，从而电力传输效率没有达到最大值。这是因为负载电压V5的稳定性优先于使电力传输 效率最大化。可以根据校正电压来检测负载电压V5，使得无线馈电装置116自动调整驱动 频率fo，从而使校正电压为零。稍后将进行详细说明。共振频率fr根据馈送线圈电路120或者接收线圈电路130的使用条件或使用环 境而略微改变。此外，在用新电路替换馈送线圈电路120或者接收线圈电路130时，共振频 率fr会发生改变。另选的是，可能存在需要通过设置电容器C2或电容器C3的静电电容变 量来积极地改变共振频率的情况。此外，根据本发明人进行的实验，已经发现当馈送线圈L2 和接收线圈L3之间的距离小于一定程度时，共振频率开始降低。当共振频率fr和驱动频 率fo之间的差异变化时，电力传输效率发生变化。当电力传输效率变化时，负载电压V5也 发生变化。因此，为了稳定负载电压V5，即使共振频率fr变化，也必须使共振频率fr和驱 动频率fo之间的差异保持恒定。第一实施方式中的无线电力传输系统100具有驱动频率跟踪功能，该功能使得驱 动频率fo自动跟踪共振频率fr的变化。相位检测电路114包括电流相位检测电路144、相位比较电路150和低通滤波器 152。在低通滤波器152中，电阻器R3与电容器C6串联连接，并切断相位差指示电压SC的 高频分量。像VCO 202的情况那样，将摩托罗拉公司制造的内置单元(相位比较器)(产品 序号MC14046B)用作第一实施方式中的相位比较电路150。因此，可以在一个芯片中实现相 位比较电路150和VCO 202。电流相位检测电路144生成Sl信号作为指示电流相位的信号。将Sl信号输入相 位比较电路150。将由VCO 202产生的交流电压Vo输入相位比较电路150作为指示电压相 位的SO信号。相位比较电路150根据SO信号和Sl信号检测电流相位和电压相位之间的 偏离(相位差)，并产生指示相位差幅值的相位差指示电压SC。检测该相位差使得检测共 振频率fr和驱动频率fo之间的偏离的幅值。通过根据相位差指示电压SC来控制驱动频 率fo，可以使驱动频率fo和共振频率fr之间的相位差保持恒定。例如，当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，相位差相应地增加，使得相位比 较电路150产生相位差指示电压SC，从而减小该相位差。因此，即使共振频率fr变化，也能 够保持电力传输效率恒定，从而稳定负载电压V5。稍后将利用图10来说明电流相位检测电 路144的电路构造，并且稍后将利用图11和图12来说明SO信号和Sl信号之间的关系。可以通过将电阻器并联到变压器Tl的初级线圈Lh的两端来对交流电压Vo进行 分压来得到SO信号。即使在VCO 202所产生的交流电压Vo较大的情况下，也能够将交流 电压降低到可利用电压分压来进行管理的水平。可以根据源-漏电压VDSl和VDS2或者 源-栅电压VGSl和VGS2来测量电压相位。即使共振频率fr恒定，在一些情况下，负载电压V5也会变化。例如，在负载LD是 可变电阻器的情况下或者在负载LD被新的负载取代时，负载电压V5改变。在第一实施方 式中，以校正电压的形式检测到负载电压V5的变化，并且自动调整驱动频率fo，以使得校 正电压为零，从而使负载电压V5稳定。以Tl信号(交流光信号)的形式从信号发送电路122向信号接收电路112发送 校正电压。信号接收电路112将作为交流光信号的Tl信号转换为作为直流电压信号的T2 信号。T2信号的电压水平与校正电压直接成正比。
电流相位检测电路144利用指示校正电压的T2信号(直流电压信号)来调整指 示电流相位的S2信号(交流电压信号)，并输出Sl信号(交流电压信号)作为校正电流相 位。当T2信号为零时，也就是说，当假设负载电压V5为期望值时，S2信号直接变为Sl信 号。相位比较电路150基于SO和Sl信号来检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位 差，并输出相位差指示电压SC。VCO 202基于相位差指示电压SC来调整驱动频率fo。更具 体地说，VCO 202改变交流电压Vo的脉冲宽度，从而改变驱动频率fo。并且，当校正电压(即，T2信号)不为零时，相位比较电路150基于SO和Sl信号 来检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，并输出相位差指示电压Sc。然而，此 时，Sl信号是通过根据T2信号来校正S2信号所获得的信号，从而Sl信号不指示实际的电 流相位。稍后将利用图11来说明基于校正电压的调整逻辑。在馈送线圈电路120处提供检测线圈LSS。检测线圈LSS是围绕具有穿透孔的铁 心154(环形铁心)缠绕NS次的线圈。由诸如铁、硅钢或坡莫合金(permalloy)的公知材 料制成铁心154。在本实施方式中，检测线圈LSS的匝数NS是100。馈送线圈电路120的电流通路的一部分穿透铁心154的穿透孔。这意味着馈送线 圈电路120相对于铁心154的匝数NP是1。利用上述构造，检测线圈LSS和馈送线圈L2组 成耦合变压器。馈送线圈L2的交流电流12所产生的交流磁场导致感应电流ISS具有与流 入检测线圈LSS的电流12相同的相位。根据等安匝定律，用12 · (NP/NS)来表示感应电流 ISS的幅值。电阻器R4连接到检测线圈LSS的两端。电阻器R4的一端B接地，电阻器R4的另 一端A经由比较器142连接到相位检测电路150。利用比较器142来将电势VSS数字化为S2信号。当电势Vql超过预定阈值(例 如，0.1 (V))时，比较器142输出饱和电压3.0 (V)。因此，通过比较器142将电势VSS转换 为数字波形的S2信号。电流12和感应电流ISS具有相同的相位，并且感应电流ISS和电 势VSS(S2信号)具有相同的相位。此外，流入电力传输控制电路200的交流电流Is与电 流12具有相同的相位。因此，通过观察S2信号的波形，可以测量交流电流Is的电流相位。图2是示出负载电流15和负载电压V5之间的关系的曲线图。横轴表示流入负载 LD的负载电流15(直流)的幅值，而纵轴表示负载电压V5。未调整特性134表示在没有基 于校正电压执行调整的情况下所得到的电流-电压特性。在未调整特性134的情况下，当 负载LD增加时，负载电流15降低并且负载电压V5增加。另一方面，当负载LD降低时，负 载电流15增加并且负载电压V5降低。如上所述，当负载LD变化时，即使馈送的是恒定的 电力，负载电压V5也变化。第一实施方式中的无线电力传输系统100实现了用调整特性136表示的电流-电 压特性。具体地说，基于校正电压来调整Si信号，以改变电力传输效率，从而稳定负载电压 V5。图3是示出线圈间距离d和负载电压V5之间的关系的曲线图。横轴表示馈送线 圈L2和接收线圈L3之间的线圈间距离d，而纵轴表示负载电压V5。未调整特性146表示 在没有基于校正电压执行调整的情况下所得到电压-距离特性。如上所述，共振频率fr根 据线圈间距离d而改变。当共振频率fr变化以导致驱动频率fo和共振频率fr之间的差 异变化时，电力传输效率变化。即使当驱动频率fo跟踪共振频率fr时，负载电压V5根据线圈间距离d也会发生一定程度的改变。第一实施方式中的无线电力传输系统100实现了用调整特性148表示的电压-距 离特性。也就是说，基于校正电压来调整Sl信号，以改变电力传输效率，从而稳定负载电压 V5。图4是示出驱动频率fo和馈送线圈电路120的阻抗Z之间的关系的曲线图。纵轴 表示馈送线圈电路120(电容器C2和馈送线圈L2在其中串联连接的电路)的阻抗Z。横轴 表示驱动频率fo。阻抗Z在共振状态下是最小值加化。尽管理想情况下共振状态时Siiin =0，由于馈送线圈电路120中包含一些电阻元件，所以，Zmin 一般不为零。当驱动频率fo和共振频率fr彼此一致时，阻抗Z变为最小，电容器C2和馈送线 圈L2处于共振状态。当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，电容性电抗和电感性电抗 中的一个比另一个占优势，从而阻抗Z也增加。随着驱动频率fo和共振频率fr之间的偏离变大，阻抗Z增加，结果电力传输效率 下降。也就是说，可以通过改变驱动频率fo和共振频率fr之间的差异来改变电力传输效率。图5是示出输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的曲线图。输出电力效率是 实际从馈送线圈L2馈送的电力相对于最大输出值的比例。当驱动频率fo与共振频率fr 一致时，电流相位和电压相位之间的差异变为零，因此，电力传输效率变得最大，结果可以 获得100(%)的输出电力效率。可以根据从负载LD获取的电力的幅值来测量输出电力效 率。在第一实施方式的无线电力传输系统100中，在fol至fo2的范围内调整驱动频率fo， 该驱动频率fo低于共振频率fr。图6是第一实施方式中的信号发送电路122的电路图。信号发送电路122包括红 外线LED (发光二极管)158、晶体管Q3和VF转换器156。晶体管Q3是发射极接地的双极 型晶体管，晶体管Q3的基极和发射极通过电阻器R6相连接。红外线LED 158的一端通过 电阻器R5连接到电源Vcc，而其另一端连接到晶体管Q3的集电极。VF转换器156也连接 到晶体管Q3的基极。测量电路126向VF转换器156发送指示校正电压的TO信号(直流电压信号)。 VF转换器156生成T3信号(交流电压信号)，T3信号是占空比为50%的脉冲信号。Τ3信 号的信号频率fsl根据TO信号(校正电压)而改变。图7是示出VF转换器156中的信号 频率fsl和TO信号之间的关系的曲线图。利用红外线LED 158将T3信号(交流电压信号)改变为Tl信号(交流光信号)。 红外线LED 158向信号接收电路112发送Tl信号(交流光信号)。Tl信号是以信号频率 fsl闪烁的光信号(红外线信号)。Tl信号的波长约为940nm。Tl信号传播达几米，使得即 使线圈间距离较大也不会出现问题。此外，红外线几乎不会受到馈送线圈L2所产生的磁场 的影响，能够获得Tl信号和馈电彼此不相互影响的优点。图8是第一实施方式中的信号接收电路112的电路图。信号接收电路112包括光 电二极管160、电压转换部分164和FV转换器138。电压转换部分164包括比较器162和 电阻器R7。光电二极管160接收信号频率为fsl的Tl信号(交流光信号)。利用电压转换 部分164将Tl信号(交流光信号)转换为T4信号(交流电压信号)。在电压转换部分164中，将电阻器R7调整为每1勒克斯(Iux)输出lmv。Tl信号在接收时的亮度是约0至 20001ux,因此，T4信号的电压电平是0至2. O(V)。T4信号是以信号频率fsl变化的类脉 冲电压信号。T4信号的占空比是50%。利用FV转换器138将T4信号(交流电压信号) 转换为固定的T2值(直流电压信号)。图9是示出FV转换器138中的信号频率fsl和T2 信号之间的关系的曲线图。信号频率fsl越高，则将T2信号的电压电平设置得越高。图10是第一实施方式中的电流相位检测电路144的电路图。电流相位检测电路 144包括比较器166和电流波形成型电路168。利用比较器142将电势VSS成型为数字波 形的S2信号，并将其输入电流波形成型电路168。电流波形成型电路168将数字波形(矩 形波形)的S2信号成型为锯齿波形的S3信号。在电流波形成型电路168中，将电阻器R8 插入S2信号的通路上，并将二极管Dl并联连接到电阻器R8。通过电容器C7将S2信号的 传输通路接地。将S3信号(交流电压信号)输入到比较器166的正端，并将从信号接收电路112 输出的T2信号(直流电压信号)输入到比较器166的负端。S3信号是指示电流相位的信 号，而T2信号是指示校正电压的直流电压信号。比较器166在S3信号的电平高于S2信号的电平时输出高电平的Sl信号，而在其 余时间，其输出低电平的Sl信号。稍后将利用图11和随后的附图来说明实际的输出波长。图11是示出SO和Sl信号之间的关系的时序图。从时刻to至时刻tl的时间周 期(此后，称为“第一周期”)是开关晶体管Ql开启并且开关晶体管Q2关闭的时间周期。 从时刻tl至时刻t2的时间周期(此后，称为“第二周期”)是开关晶体管Ql关闭并且开关 晶体管Q2开启的时间周期。从时刻t2至时刻t3的时间周期(此后，称为“第三周期”)是 开关晶体管Ql开启并且开关晶体管Q2关闭的时间周期。从时刻t3至时刻t4的时间周期 (此后，称为“第四周期”)是开关晶体管Ql关闭并且开关晶体管Q2开启的时间周期。在时刻t0，交流电压Vo (SO信号)从最小值0.0 (V)改变为最大值3.0 (V)。在第 一时间周期结束的时刻tl，交流电压Vo (SO信号)从最大值3. O(V)改变为最小值0.0 (V)。 此后，将SO信号上升的时刻(例如，表示为时刻to)称为“电压相位值”。在驱动频率fo低于共振频率fr的情况下，在馈送线圈电路120(LC共振电路)的 阻抗Z中出现电容性阻抗分量，并且电流Is的电流相位相对于电压相位超前。因此，指示 电流相位的S2信号在比时刻t0更早的时刻t6上升。此后，将S2信号上升的时刻(例如， 表示为时刻t6)称为“电流相位值”。在图11的示例中，通过t0-t6所得到的值表示该相位 差。这里，t0-t6 > 0成立，从而电流相位相对于电压相位超前。当S2信号在时刻t6上升时，S3信号的电平开始增加。在S2信号的电平变为零 的时刻t8，S3信号的电平也从最大值3. O(V)急剧降低为0. O(V)。T2信号是电平根据校正电压的幅值而改变的直流电压信号。在图11中，检测到校 正电压，也就是说，负载电压V5偏离期望值。分别将S3信号和T2信号输入到比较器166的正端和负端，并从比较器166输出 Sl信号。在S3信号的电平高于T3信号的电平的周期期间(S3>T3)，S1信号的电平高于 0(S1 >0)，而在其余时间中，Sl信号的电平为0(S1 = 0)。在图11中，S3信号的电平在晚 于时刻t0的时刻t7 (此后，也将这样的时刻称为“经校正的电流相位值”)高于T3的电平 (S3 > T3)。T2信号的电压电平作为用来确定经校正的电流相位值的“基准值”。
相位比较电路150对SO信号的上升沿时刻t0和Sl信号的上升沿时刻t7进行比 较，以计算相位差td。尽管实际的相位差是t0-t6(>0)，但是通过t0-t7(<0)得到相位 比较电路150所得知的相位差。相位比较电路150输出相位差指示电压SC，该相位差指示 电压SC对应于通过t0-t7所得到的数值。VCO 202确定电流相位相对于电压相位存在延 迟，也就是说，驱动频率fo高于共振频率fr，并且尝试通过降低驱动频率fo来消除该相位 差。结果，执行反馈控制，使得电力传输效率下降，负载电压V5降低，并且校正电压被消除。图12是示出第一实施方式中的无线电力接收机118的修改示例的电路图。尽管 在图1中将直流电流15馈送到负载LD，但是，在修改示例中，可直接将交流电流14馈送到 负载LD。在这种情况中，整流电路IM和测量电路1 连接到负载线圈L4的一部分，从而 允许输出TO信号。图13是示出作为第一实施方式的修改示例的无线电力传输系统100的系统构造 图。在该修改例的无线电力传输系统100中，电力传输控制电路200直接驱动馈送线圈电 路120而无需激励电路110的干预。利用与图1相同的附图标记所指示的组件与图1中的 对应组件具有相同的或对应的功能。在该修改例中的馈送线圈电路120中，变压器T2的次级线圈Li串联连接至馈送 线圈L2和电容器C2。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb —起构成耦合 变压器T2，并利用电磁感应从电力传输控制电路200接收交流电。因此，可以直接从电力传 输控制电路200向馈送线圈电路120馈送交流电，而无需激励电路110的干预。尽管电力传输控制电路200是半桥式电路，但是，也可以将其构造成推挽式电路。 电流波形成型电路168所生成的S3信号可以是不仅具有锯齿波形还具有三角波或正弦波 的交流信号，其中，电压值在预定的时间周期内逐渐地增加或降低。尽管在第一实施方式中 将电流相位设置为调整目标，但是，也可以基于TO信号来调整电压相位。此外，可以不仅基 于输出电压还基于电流或功率来实现反馈控制。尽管Tl信号(交流光信号)的信号频率fsl在第一实施方式中指示校正电压， 但是，可以用Tl信号的幅值或占空比来表示校正电压。另选地，可以作为数字信号来发送 指示校正电压的数值信息。Tl信号不限于诸如红外线的光信号，还可以是无线电信号。在 任何速率上，只需Tl信号的频段足够远离驱动频率fo或共振频率fr的频段。红外线LED 158和光电二极管160的价格相对较低，因此在第一实施方式中采用了光信号。[第二实施方式]图14是根据第二实施方式的无线电力传输系统1100的系统构造图。无线电力传 输系统1100包括无线馈电装置1116和无线电力接收机1118。无线馈电装置1116包括电 力传输控制电路1200、激励电路1110、馈送线圈电路1120、相位检测电路1114和信号接收 电路1112作为基本组件。无线电力接收机1118包括接收线圈电路1130、负载电路1140、 控制信号生成电路1170、基准信号生成电路1172和信号发送电路1122。在馈送线圈电路1120的馈送线圈L2和接收线圈电路1130的接收线圈L3之间 设置长度约为0. 2米至1米的距离(此后，称为“线圈间距离”)。无线电力传输系统1100 主要致力于按照无线方式从馈送线圈L2向接收线圈L3馈送电力。在第二实施方式中，假 设共振频率为IOOkHz来进行说明。第二实施方式的无线电力传输系统可以在诸如ISM(工 业-科学-医学)频带的高频带中进行操作。在减少开关晶体管的成本(稍后将说明)以及减少切换损失方面，低频段相比高频段具有优势。此外，低频段较少受到无线电法规的限 制。在激励电路1110中，激励线圈Ll和变压器T2的次级线圈Li串联连接。变压器 T2的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb —起组成耦合变压器T2，并通过电磁感应从 电力传输控制电路1200接收交流电。激励线圈Ll的匝数是1，导线直径是5mm，而激励线 圈Ll本身的形状是210mmX210mm的正方形。在图1中，为简明起见，用圆来表示激励线圈 Li。同理，也可以用圆来表示其它线圈。图1所示的所有线圈都由铜制成。流入激励电路 1110的电流Il是交流电流。在馈送线圈电路1120中，馈送线圈L2和电容器C2串联连接。激励线圈Ll和馈 送线圈L2彼此面对。激励线圈Ll和馈送线圈L2之间的距离相对较小，其为IOmm或者更 小。因此，激励线圈Ll和馈送线圈L2彼此进行强电磁耦合。馈送线圈L2的匝数是7，导线 的直径是5mm，而馈送线圈L2本身的形状是^OmmX ^Omm的正方形。当使得交流电流Il 流入激励线圈Ll时，根据电磁感应原理，在馈送线圈L2中出现电动势，使得交流电流12流 入馈送线圈电路1120。交流电流12明显大于交流电流II。设置馈送线圈L2和电容器C2 的值使得馈送线圈电路1120的共振频率fr是100kHz。在接收线圈电路1130中，接收线圈L3和电容器C3串联连接。馈送线圈L2和接 收线圈L3彼此面对。接收线圈L3的匝数是7，导线的直径是5mm，而接收线圈L3本身的形 状是^OmmX^Omm的正方形。设置接收线圈L3和电容器C3的值使得接收线圈电路130 的共振频率fr也是IOOkHz。因此，馈送线圈L2和接收线圈L3不必具有同样的形状。当馈 送线圈L2以共振频率fr = IOOkHz产生磁场时，馈送线圈L2和接收线圈L3磁共振，导致 大电流13流入接收线圈电路1130。在负载电路140中，负载线圈L4通过整流电路IlM和测量电路11 连接到负载 LD。接收线圈L3和负载线圈L4彼此面对。接收线圈L3和负载线圈L4之间的距离相对较小， 约为IOmm或者更小。因此，接收线圈L3和负载线圈L4彼此进行强电磁耦合。负载线圈L4 的匝数是1，负载线圈L4的电线的直径是5mm，而负载线圈L4本身的形状是300mmX300mm 的正方形。当使得电流13流入接收线圈L3时，在负载电路1140中出现电动势，使得交流 电14流入负载电路1140。利用整流电路IlM将交流电流14整流为直流电流。尽管直流 电流的一部分流入测量电路1126，但是大部分直流电流作为直流电流15流入负载LD。整 流电路IlM是由桥式电路11 和电容器C5构成的通用电路。稍后将说明测量电路11 的细节。利用无线电力接收机1118的接收线圈L3来接收从无线馈电装置1116的馈送线 圈L2馈送的交流电，然后从负载LD提取该交流电作为直流电。将施加于负载LD的电压称 为“负载电压V5”。如果负载LD与接收线圈电路1130串联连接，则接收线圈电路1130的Q值下降。 因此，用于电力接收的接收线圈电路1130和用于电力提取的负载电路1140彼此分离开。为 了增强电力传输效率，优选的是，使得馈送线圈L2、接收线圈L3和负载线圈L4的中心线相
互重合。测量电路11 包括电阻器Rl和R2、控制电源Vs和比较器1132。利用电阻器Rl 和R2来对负载电压V5进行分压。将施加于电阻器R2两端的电压称为“输出电压”。将电阻器Rl和R2之间的连接点F处的电动势输入比较器1132的负端作为“测量电动势”。控 制电源Vs连接到比较器1132的正端。将在比较器1132的正端处由控制电源Vs产生的输 入电压称为“基准电动势”。比较器1132对测量电动势和基准电动势之间的差异(此后，称为“校正电压”)进 行放大，并将放大后的数值作为TO信号输出。TO信号是直流电压信号，指示校正电压的幅 值。换言之，TO信号是指示负载电压V5的变化的信号。尽管稍后将详细说明，但是，在第二 实施方式的无线电力传输系统1100中，对馈电进行控制，以使得校正电压为零，从而稳定 输出电压(负载电压V5)。在第二实施方式中，将基准电势设置为2. 5(V)。此外，将电阻器 Rl和R2设置为使得当负载电压乂5为M(V)时测量电势为2.5(V)并且校正电压为O(V)。 控制电压Vs是可变直流电压源，能够被任意调整。控制信号生成电路1170是生成控制频率为fc的交流电压信号作为Tl信号的电 路。第二实施方式中的控制频率fc是1.0kHz。稍后将利用图19来详细说明控制信号生 成电路1170。比较器1174对TO信号和Tl信号进行比较，在Tl信号的电平高于TO信号 的电平(Tl > TO)时，比较器1174生成高电平的T2信号(使能信号交流电压信号)。尽 管稍后将进行详述，但是，T2信号的占空比根据校正电压而改变。稍后将利用图20来说明 TO至T2信号之间的关系。基准信号生成电路1172生成基准频率为fs的交流电压信号作为T3信号。第二 实施方式中的基准频率fs是38kHz。信号发送电路1122基于T2和T3信号以交流光信号 的形式生成T4信号。T4信号是指示电力接收方的输出的幅值的“输出信号”，并由无线馈 电装置1116的信号接收电路1112接收。电力馈送方能够基于T4信号得知校正电压的幅 值(即，负载电压V5的变化)。稍后将利用图21和图22来说明信号发送电路1122和基准 信号生成电路1172的电路构造和处理。将说明电力传输控制电路1200的构造。VCO(压控振荡器)1202连接到栅极驱动 变压器Tl的初级端。VCO 1202充当以驱动频率fo生成交流电压Vo的“振荡器”。尽管交 流电压Vo的波形可以是正弦波，但是，这里假设电压波形是方波(数字波)。交流电压Vo 使得电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器Tl的初级线圈Lh。变压器Tl的 初级线圈Lh、变压器Tl的次级线圈Lf和变压器Tl的次级线圈Lg组成栅极驱动耦合变压 器Tl。电磁感应导致电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器Tl的次级线圈 Lf和变压器Tl的次级线圈Lg。将摩托罗拉公司制造的内置单元(产品序号MC14046B)用作第二实施方式的VCO 1202。VCO 1202还具有基于从相位检测电路1150馈送的相位差指示电压SC来动态改变驱 动频率fo的功能(稍后将详细说明)。将假设驱动频率fo的最小值fol为90kHz并且最大值fo2为99kHz来进行如下说 明。相位差指示电压SC的适当范围是l.O(V)至4.0 (V)。相位差指示电压SC和驱动频率 fo彼此直接成比例。也就是说，当相位差指示电压SC是1. O(V)时，驱动频率fo( = fol) 是90kHz，而当相位差指示电压SC是4. O(V)时，驱动频率fo( = fo2)是99kHz。由直流电源Vdd充电的电容器CA和CB各自充当电力传输控制电路1200的电源。 电容器CA设置在图14的点C和点E之间，而电容器CB设置在点E和点D之间。假设电容 器CA的电压(点C和点E之间的电压)是VA，电容器CB的电压(点E和点D之间的电压)是VB，则VA+VB (点C和点D之间的电压)表示输入电压。也就是说，电容器CA和CB分别
充当直流电源。变压器Tl的次级线圈Lf的一端连接到开关晶体管Ql的栅极，而变压器Tl的次 级线圈Lf的另一端连接到开关晶体管Ql的源极。变压器Tl的次级线圈Lg的一端连接到 开关晶体管Q2的栅极，而变压器Tl的次级线圈Lg的另一端连接到开关晶体管Q2的源极。 当振荡器1202产生驱动频率为fo的交流电压Vo时，则对开关晶体管Ql和Q2的栅极交替 地施加驱动频率为fo的电压Vx (Vx > 0)。结果，开关晶体管Ql和Q2以驱动频率fo交替 地导通/关断。开关晶体管Ql和Q2是具有同样特性的增强型MOSFET (金属氧化物半导体 场效应晶体管)，但是也可以是诸如双极性晶体管的其它晶体管。此外，可以使用诸如中继 开关的其它开关来取代该晶体管。开关晶体管Ql的漏极连接到电容器CA的正极。电容器CA的负极经由变压器T2 的初级线圈Lb连接到开关晶体管Ql的源极。开关晶体管Q2的源极连接到电容器CB的负 极。电容器CB的正极经由变压器T2的初级线圈Lb连接到开关晶体管Q2的漏极。将开关晶体管Ql的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS1，将开关晶体 管Q2的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS2。将开关晶体管Ql的源极和漏极 之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS1，将开关晶体管Q2的源极和漏极之间流动的电流 称为源极-漏极电流IDS2。示图中的箭头的方向指示正方向，与箭头方向相反的方向指示 负方向。当开关晶体管Ql导通(ON)时，开关晶体管Q2不导通(OFF)。此时的主要电流通 路(下文称为“第一电流通路”)从电容器CA的正极开始，经过点C、开关晶体管Q1、变压器 T2的初级线圈Lb和点E，然后返回到电容器CA的负极。开关晶体管Ql充当控制第一电流 通路的导通/不导通的开关。当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Ql不导通(OFF)。此时的主要电流通 路(下文称为“第二电流通路”)从电容器CB的正极开始，经过点E、变压器T2的初级线圈 Lb、开关晶体管Q2和点D，然后返回电容器CB的负极。开关晶体管Q2充当控制第二电流通 路的导通/不导通的开关。将流入电力传输控制电路1200中的变压器T2的初级线圈Lb的电流称为“电流 IS”。电流IS是交流电流，并且将第一电流通路中的电流流动定义为正方向，将第二电流通 路中的电流流动定义为负方向。当VCO 1202以驱动频率fo馈送交流电压Vo时，第一电流通路和第二电流通路以 驱动频率fo进行切换。由于驱动频率为fo的交流电流Is流入变压器T2的初级线圈Lb， 因此交流电流Il以驱动频率fo流入激励电路1110，并且驱动频率为fo的交流电流12流 入馈送电路1120。驱动频率fo的值越接近于共振频率fr，则电力传输效率变得越高。当 驱动频率fo等于共振频率fr时，馈送线圈电路1120的馈送线圈L2和电容器C2处于共振 状态。接收线圈电路1130也是共振频率为fr的共振电路，从而馈送线圈L2和接收线圈L3 磁共振。此时，可以得到最大传输效率。然而，在第二实施方式的情况中，共振频率fr不包含在驱动频率fo的工作范围 中，从而电力传输效率没有达到最大值。这是因为负载电压V5的稳定性优先于使电力传输 效率最大化。可以根据校正电压来检测负载电压V5，使得无线馈电装置116自动调整驱动频率fo，从而使校正电压为零。稍后将进行详细说明。共振频率fr根据馈送线圈电路1120或者接收线圈电路1130的使用条件或使用 环境而略微改变。此外，在用新电路替换馈送线圈电路1120或者接收线圈电路1130时，共 振频率fr会发生改变。另选的是，可能存在需要通过设置电容器C2或电容器C3的静电电 容变量来积极地改变共振频率的情况。此外，根据本发明人进行的实验，已经发现当馈送线 圈L2和接收线圈L3之间的距离小于一定程度时，共振频率开始降低。当共振频率fr和驱 动频率fo之间的差异变化时，电力传输效率发生变化。当电力传输效率变化时，负载电压 V5也发生变化。因此，为了稳定负载电压V5，即使共振频率fr变化，也必须使共振频率fr 和驱动频率f0之间的差异保持恒定。在馈送线圈电路1120处提供检测线圈LSS。检测线圈LSS是围绕具有穿透孔的铁 心1154(环形铁心)缠绕NS次的线圈。由诸如铁、硅钢或坡莫合金(permalloy)的公知材 料制成铁心1巧4。在本实施方式中，检测线圈LSS的匝数NS是100。馈送线圈电路1120的电流通路的一部分穿透铁心IlM的穿透孔。这意味着馈送 线圈电路1120相对于铁心IlM的匝数NP是1。利用上述构造，检测线圈LSS和馈送线圈 L2组成耦合变压器。馈送线圈L2的交流电流12所产生的交流磁场导致感应电流ISS具有 与流入检测线圈LSS的电流12相同的相位。根据等安匝定律，用12 · (NP/NS)来表示感应 电流ISS的幅值。电阻器R4连接到检测线圈LSS的两端。电阻器R4的一端B接地，电阻器R4的另 一端A经由比较器1142连接到相位检测电路150。利用比较器1142来将电势VSS数字化为S2信号。当电势VSS超过预定阈值(例 如，0. 1 (V))时，比较器1142输出饱和电压3. 0 (V)。因此，通过比较器1142将电势VSS转 换为数字波形的SO信号。电流12和感应电流ISS具有相同的相位，并且感应电流ISS和 电势VSS(S0信号)具有相同的相位。此外，流入电力传输控制电路1200的交流电流Is与 电流12具有相同的相位。因此，通过观察S2信号的波形，可以测量交流电流Is的电流相 位。当共振频率fr和驱动频率fo彼此一致时，电流相位和电压相位也彼此一致。可 以根据电流相位和电压相位之间的相位差来测量共振频率fr和驱动频率fo之间的偏离。 本实施方式中的无线电力传输系统1100基于该相位差来测量共振频率fr和驱动频率fo 之间的偏离，从而使得驱动频率fo自动跟踪共振频率fr的变化。相位检测电路1114包括电流相位检测电路1144、相位比较电路1150和低通滤波 器1152。低通滤波器1152是公知的电路，其被插入以切断相位差指示电压SC的高频分 量。像VCO 1202的情况那样，将摩托罗拉公司制造的内置单元(相位比较器)(产品序号 MC14046B)用作第二实施方式中的相位比较电路1150。因此，可以在一个芯片中实现相位 比较电路1150和VCO 1202。电流相位检测电路1144生成Sl信号作为指示电流相位的信号。将Sl信号输入 相位比较电路1150。将由VCO 1202产生的交流电压Vo输入相位比较电路1150作为指示 电压相位的S2信号。相位比较电路1150根据Sl信号和S2信号来检测电流相位和电压相 位之间的偏离(相位差)，并产生指示相位差的幅值的相位差指示电压SC。检测该相位差 使得检测共振频率fr和驱动频率fo之间的偏离的幅值。通过根据相位差指示电压SC来控制驱动频率fo，可以使驱动频率fo和共振频率fr之间的相位差保持恒定。例如，当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，相位差相应地增加，使得相位比 较电路1150产生相位差指示电压SC，从而减小该相位差。因此，即使共振频率fr变化，也 能够保持电力传输效率恒定，从而稳定负载电压V5。稍后将利用图23来说明电流相位检测 电路1144和信号接收电路1112的电路构造，并且稍后将利用图M来说明Sl信号和S2信 号之间的关系。可以通过将电阻器并联到变压器Tl的初级线圈Lh两端对交流电压Vo进行分压 来得到S2信号。即使在VCO 1202所产生的交流电压Vo较大的情况下，也能够将交流电压 降低到可利用电压分压来进行管理的水平。可以根据源-漏电压VDSl和VDS2或者源-栅 电压VGSl和VGS2来测量电压相位。即使共振频率fr恒定，在一些情况下，负载电压V5也会变化。例如，在负载LD是 可变电阻器的情况下或者在负载LD被新的负载取代时，负载电压V5改变。在第二实施方 式中，以校正电压的形式检测到负载电压V5的变化，并且自动调整驱动频率fo，以使得校 正电压为零，从而使负载电压V5稳定。以T4信号(交流光信号)的形式从信号发送电路1122向信号接收电路1112发 送校正电压。信号接收电路1112将作为交流光信号的T4信号转换为作为直流电压信号的 T5信号。T5信号的电压水平与校正电压V5直接成正比。电流相位检测电路1144利用指示校正电压的T5信号(直流电压信号)来调整指 示电流相位的SO信号(交流电压信号)，并输出Sl信号(交流电压信号)作为校正电流相 位。当假设负载电压V5为期望值M(V)时，SO信号直接变为Sl信号。相位比较电路1150 基于Sl和S2信号来检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，并输出相位差指示 电压SC。VCO 1202基于相位差指示电压SC来调整驱动频率fo。更具体地说，VCO 1202改 变交流电压Vo的脉冲宽度，从而改变驱动频率fo。并且，当校正电压不为零时，即，当利用T5信号调整Sl信号时，相位比较电路1150 基于Sl和S2信号来检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，并输出相位差指示 电压SC。然而，此时，Sl信号是通过根据T5信号来校正SO信号所获得的信号，从而Sl信 号不指示实际的电流相位。稍后将利用图25来说明基于校正电压的调整逻辑。图15是示出负载电流15和负载电压V5之间的关系的曲线图。横轴表示流入负 载LD的负载电流15 (直流)的幅值，而纵轴表示负载电压V5。未调整特性1134表示在没 有基于校正电压执行调整的情况下所得到的电流-电压特性。在未调整特性1134的情况 下，当负载LD增加时，负载电流15降低并且负载电压V5增加。另一方面，当负载LD降低 时，负载电流15增加并且负载电压V5降低。如上所述，当负载LD变化时，即使馈送的是恒 定的电力，但负载电压V5也变化。第二实施方式中的无线电力传输系统1100实现了用调整特性1136表示的电 流-电压特性。具体地说，基于校正电压来调整Sl信号，以改变电力传输效率，从而稳定负 载电压V5。图16是示出线圈间距离d和负载电压V5的曲线图。横轴表示馈送线圈L2和接 收线圈L3之间的线圈间距离d，而纵轴表示负载电压V5。未调整特性1146表示在没有基 于校正电压执行调整的情况下所得到电压-距离特性。如上所述，共振频率fr根据线圈间距离d而改变。当共振频率fr变化以导致驱动频率fo和共振频率fr之间的差异变化时， 电力传输效率变化。即使当驱动频率fo跟踪共振频率fr，负载电压V5也会在一定程度上 根据线圈间距离d而改变。第二实施方式中的无线电力传输系统1100实现了用调整特性1148表示的电 压-距离特性。也就是说，基于校正电压来调整Sl信号，以改变电力传输效率，从而稳定负 载电压V5。图17是示出驱动频率fo和馈送线圈电路1120的阻抗Z之间的关系的曲线图。纵 轴表示馈送线圈电路1120(电容器C2和馈送线圈L2在其中串联连接的电路)的阻抗Z。 横轴表示驱动频率f0。阻抗Z是共振状态下的最小值^！！化。尽管理想情况下共振状态时 Zmin = 0，但是由于馈送线圈电路1120中包含一些电阻元件，所以，Zmin 一般不为零。当驱动频率fo和共振fr彼此一致时，阻抗Z变为最小，电容器C2和馈送线圈L2 处于共振状态。当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，电容性电抗和电感性电抗中的 一个比另一个占优势，从而阻抗Z也增加。随着驱动频率fo和共振频率fr之间的偏离变大，阻抗Z增加，结果电力传输效率 下降。也就是说，可以通过改变驱动频率fo和共振频率fr之间的差异来改变电力传输效率。图18是示出输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的曲线图。输出电力效率是 实际从馈送线圈L2馈送的电力相对于最大输出值的比例。当驱动频率fo与共振频率fr 一 致时，电流相位和电压相位之间的差异变为零，因此，电力传输效率变得最大，结果可以获 得100(%)的输出电力效率。在第二实施方式的无线电力传输系统1100中，在fol至fo2 的范围内调整驱动频率fo，该驱动频率fo低于共振频率fr。图19是控制信号生成电路1170的电路图。将从控制信号生成电路1170输出的 Tl信号(控制信号)输入到比较器1174的正端。将从测量电路11 输出的TO信号输入 到比较器1174的负端。TO信号是指示校正电压的直流电压信号。控制信号生成电路1170产生控制频率为1. OkHz的锯齿波形交流电压作为Tl信 号。控制信号生成电路1170包括电阻器R5到R7、电容器C6以及硅可控整流器1138。将 利用电阻器R5和R6对电源VCC的电源电压进行分压所得到的栅电压VG施加于硅可控整 流器1138的栅极G。栅电压VG是固定值。硅可控整流器1138的阳极A分别通过电阻器 R7和电容器C6连接到电源VCC和接地端。电源电压跨电阻器R7下降，从而阳极电势VA施 加于硅可控整流器1138。Tl信号表示该阳极电势VA。当阳极电势VA不高于栅电压VG时，在硅可控整流器1138的阳极和阴极之间不提 供电导性，并且电容器C6在此时间段被充电。在电容器C6完成充电之后，阳极电势VA(Tl 信号)增加，并且，当阳极电势VA变得高于栅电势VG时，在硅可控整流器1138的阳极和阴 极之间提供电导性。此时，通过硅可控整流器1138对电容器C6的电荷进行放电，结果阳极 电势VA再次不高于栅电压VG。控制信号生成电路1170以1.0kHz (控制频率fc)重复上述 过程。结果，如稍后在图20中所述，产生锯齿波形的Tl信号。利用电容器C6和电阻器R7 的时间常数来确定控制频率fc。比较器1174在Tl信号的电平高于TO信号的电平时输出高电平的T2信号(使能 信号)，而在其余的时间中输出低电平的T2信号。也就是说，Tl信号的电平高于TO信号的电平的时间段是使能周期，而其余的时间段是禁用周期。校正电势越高，则TO信号的电平 越高，并且使能周期越短。图20是示出TO至T2信号之间的关系的时序图。在控制信号生成电路1170中， 在时刻t0开始对电容器C6充电。阳极电势VA逐渐增加，并且，相应地，Tl信号的电平逐 渐增加。在时刻tl，阳极电势VA变得高于栅电势VG，并且在硅可控整流器1138的阳极和 阴极之间提供电导性。由于电容器C6正在对电荷进行放电，因此阳极电势VA(Si信号)急 剧下降。将从时刻to至时刻tl的时间段称为“单位周期”。时刻tl之后的时间段也是这 样。由于控制频率fc是1. 0kHz，所以，各个单位周期的长度是1. 0(毫秒)。TO信号是电压电平根据校正电压而变化的直流电压信号。比较器1174对TO信号 和Tl信号进行比较，并且在Tl信号的电平高于TO信号的电平时生成高电平的T2信号，而 在其余的时间输出低电平的T2信号。在从t0至tl的单位周期中，T2信号假设从时刻t0 至t4为低电平，并假设从时刻t4至tl为高电平。也就是说，在从时刻t0至tl的单位周 期中，从时刻t0至t4的时间段是禁用周期，从时刻t4至时刻tl的时间段是使能周期。利 用校正电压来改变TO信号的电平，导致使能周期和禁用周期之间的占空比变化。当负载电 压V5增加时，校正电势下降，结果T2信号的占空比增加。相反，当负载电压V5下降时，校 正电势增加，结果T2信号的占空比下降。在本实施方式中，进行设置使得即使校正电压变 为零占空比也不会达到100%。图21是第二实施方式中的信号发送电路1122的电路图。信号发送电路1122包 括红外线LED(发光二极管)1158、晶体管Q3和信号控制电路1156。晶体管Q3是发射极接 地的双极型晶体管，晶体管Q3的基极和发射极通过电阻器R9相连接。红外线LED 1158的 一端通过电阻器R8连接到电源VCC，而其另一端连接到晶体管Q3的集电极。信号控制电路 1156也连接到晶体管Q3的基极。作为公知电路的信号控制电路1156能够使用德州仪器公司制造的产品序号为 UCC37321的IC (集成电路)。基准信号生成电路1172和比较器1174连接到信号控制电路 1156。信号控制电路1156接收T2和T3信号并输出T6信号。基准信号生成电路1172是 用于以预定的基准频率fs生成T3信号(基准信号)的振荡器。在第二实施方式中，假设 将基准频率fs设置为38kHz，该基准频率足够高于控制频率fc。尽管T3信号的波形可以 是正弦波形，但是，这里假设T3信号的波形是矩形波(数字波形)。信号控制电路1156仅在使能周期期间输出T3信号(基准信号)作为T6信号。在 禁用周期期间，将T6信号固定为低电平。利用红外线LED 1158将T6信号(交流电压信号)改变为T4信号(交流光信号)。 红外线LED 1158向信号接收电路1112发送T4信号(交流光信号)。第二实施方式中的 T4信号是红外线信号。红外线的一般波长约为940nm。T4信号传送达几米，使得即使线圈 间距离较大也不会出现问题。此外，红外线几乎不会受到馈送线圈L2或接收线圈L3所产 生的磁场的影响，能够获得T4信号和馈电彼此不相互影响的优点。图22是示出T2、T3和T6信号之间的关系的时序图。如图20所示，Τ2信号(使 能信号)是控制频率fc为1. OkHz的交流电压信号，其中，将从t0至tl、tl至t2等的各个 时间段设置为单位周期。假设T2信号为高电平的时间段是使能周期，并假设T2信号为低 电平的时间段是禁用周期。T3信号是基准频率fs为38kHz的交流电压信号。信号控制电路1156仅在使能周期期间输出T3信号作为T6信号。也就是说，T2信号和T3信号之间的 逻辑AND对应于T6信号。将作为交流电压信号的T6信号转换为作为交流光信号的T4信号，并朝信号接收 电路1112发射。红外线LED 1158在使能周期以38kHz的基准频率fs闪烁，并在禁用周期 关闭。以控制频率fc重复该闪烁周期和关闭周期。闪烁周期和关闭周期之间的占空比根 据校正电压而变化。校正电压越高，闪烁周期越短。将闪烁周期相对于整个单位周期的比 例称为“T4信号(输出信号)的占空比”。T2信号可以替代T6信号来开启红外线LED 1158。在这种情况下，红外线LED 1158 在使能周期持续发光。采用其中使得红外线LED 1158在使能时间期间根据T3信号来闪烁 的第二实施方式的构造有效地降低了红外线LED 1158的功耗。图23是第二实施方式中的电流相位检测电路1144和信号接收电路1112的电路 图。电流相位检测电路1144包括比较器1166和电流波形成型电路1168。利用比较器1142 将电势VSS成型为数字波形的SO信号，并将其输入电流波形成型电路1168。电流波形成 型电路1168将数字波形(矩形波形)的SO信号成型为锯齿波形的S3信号。在电流波形 成型电路1168中，将电阻器RlO插入SO信号的通路上，并将二极管Dl并联连接到电阻器 RlO0通过电容器C7将SO信号的传输通路接地。将S3信号(交流电压信号)输入到比较 器1166的正端。S3信号是指示电流相位的信号。信号接收电路1122包括光电二极管1160、电压转换部分1164和低通滤波器 1176。电压转换部分1164包括比较器1162和电阻器R12。光电二极管1160接收间歇闪烁的T4信号。利用电压转换部分1164将T4信号 (交流光信号)转换为T7信号(交流电压信号)。在电压转换部分1164中，将电阻器R12 调整为每1勒克斯(Iux)输出lmv。T4信号在接收时的亮度是约0至2000 (Iux)，因此，T7 信号的电压电平是0至2.0(V)。T7信号的占空比指示校正电压。利用低通滤波器1176将 T7信号(交流电压信号)转换为具有固定值的T5信号(直流电压信号)。低通滤波器1176 是包括电阻器Rll和电容器C8的通用电路。校正电压越高，则设置的T5信号的电压电平 越低。将T5信号(直流电压信号)输入到比较器1166的负端。T5信号是指示校正电压的 直流电压信号。比较器1166在S3信号的电平高于T5信号的电平时输出高电平的Sl信号，并在 其余的时间中输出低电平的Si信号。图M是示出Si、S3和T5信号之间的关系的时序图。S3信号是具有驱动频率fo 的交流电压信号。S3信号指示电流相位。S3信号的电平在时刻tlO开始增加，并在时刻til 急剧下降。从时刻tlO至时刻til的时间段对应于S3信号的单位周期。由于驱动频率fo 为90至99kHz，因此单位周期的时间长度约为0. 01 (毫秒)。T5信号是电压电平根据校正电压而变化的直流电压信号。比较器1166对S3信号 和T5信号进行比较，并且在S3信号的电平高于T5信号的电平时生成高电平的Sl信号，而 在其余的时间输出低电平的Sl信号。在从tlO至til的单位周期中，Sl信号假设从时刻 tlO至tl4为低电平，并假设从时刻tl4至til为高电平。利用校正电压来改变T5信号的 电平，导致Sl信号的占空比变化。尽管稍后将详细说明，当负载电压V5增加时，校正电势 下降，并且T5信号的电平增加。结果，Sl信号的占空比下降，并且Sl信号的上升时刻稍晚于S3信号的上升时刻。图23是示出Sl和S2信号之间的关系的时序图。从时刻t20至时刻t21的时间 周期(此后，称为“第一周期”)是开关晶体管Ql开启并且开关晶体管Q2关闭的时间周期。 从时刻t21至时刻t22的时间周期(此后，称为“第二周期”)是开关晶体管Ql关闭并且 开关晶体管Q2开启的时间周期。从时刻t22至时刻t23的时间周期(此后，称为“第三周 期”)是开关晶体管Ql开启并且开关晶体管Q2关闭的时间周期。从时刻t23至时刻t24 的时间周期(此后，称为“第四周期”)是开关晶体管Ql关闭并且开关晶体管Q2开启的时 间周期。在时刻t20，交流电压Vo (S2信号)从最小值改变为最大值。在第一时间周期结束 的时刻t21，交流电压Vo(S2信号)从最大值改变为最小值。此后，将S2信号上升的时刻 (例如，表示为时刻t20)称为“电压相位值”。在驱动频率fo低于共振频率fr的情况下，在馈送线圈电路1120(LC共振电路)的 阻抗Z中出现电容性阻抗分量，并且电流Is的电流相位相对于电压相位超前。因此，指示 电流相位的SO信号在比时刻t20更早的时刻tlO上升。此后，将SO信号上升的时刻(例 如，表示为时刻tlO)称为“电流相位值”。在图25的示例中，通过t20-tl0所得到的值表示 该相位差。这里，t20-tl0 > 0成立，从而电流相位相对于电压相位超前。当SO信号在时刻tlO上升时，S3信号的电平开始增加。在SO信号的电平变为零 的时刻111，S3信号的电平也急剧下降。T5信号是电平根据校正电压的幅值而改变的直流电压信号。在图25中，检测到校 正电压，也就是说，负载电压V5偏离期望值。分别将S3信号和T5信号输入到比较器1166的正端和负端，并从比较器1166输出 Sl信号。在S3信号的电平高于T5信号的电平期间，将Sl信号的电平设置为高电平，而在 其余时间中，将Sl信号的电平设置为低电平。在图25中，S3信号的电平在晚于时刻tlO的 时刻tl4(此后，也将这样的时刻称为“经校正的电流相位值”)高于T5的电平(S3>T5)。 T5信号的电压电平作为用来确定经校正的电流相位值的“基准值”。相位比较电路1150对S2信号的上升沿时刻tlO和Sl信号的上升沿时刻tl4进 行比较，以计算相位差td。尽管实际的相位差是t20-tl0( > 0)，但是通过t20-tl4( < 0) 得到相位比较电路1150所得知的相位差。相位比较电路1150输出相位差指示电压SC，该 相位差指示电压SC对应于通过t20-tl4所得到的数值。VCO 1202确定电流相位相对于电 压相位的延迟，也就是说，驱动频率fo高于共振频率fr，并且尝试通过降低驱动频率fo来 消除该相位差。结果，执行反馈控制，使得电力传输效率下降，负载电压V5降低，并且校正 电压被消除。例如，负载LD的电阻值增加，则负载电流15增加，并且负载电压V5增加(参照图 ㈤。当负载电压V5增加时，则测量电势增加并且校正电压降低。结果，TO信号(直流电 压信号)的电压电平降低。当TO信号的电压电平下降时，T2信号的占空比增加(参照图20)。结果，T4信号 (输出信号)的占空比也增加(参照图22)。当T4信号的占空比增加时，T5信号(直流电 压信号)的电压电平增加。结果，Sl信号的占空比下降。此外，Sl信号的上升沿出现晚于 S2信号，使得相位比较电路1150得知电流相位相对于电压相位延迟。为了消除电流相位的延迟，相位比较电路1150向VCO 1202发送相位差指示电压SC，以降低驱动频率fo。然 后，共振频率fr和驱动频率fo之间的偏离变大，导致电力传输效率降低(参照图17和图 18)，结果负载电压V5下降。通过这样的反馈控制，能够将负载电压V5保持为固定值。当 负载电压V5下降时，执行同样的反馈控制。图沈是示出第二实施方式中的无线电力接收机1118的修改示例的电路图。尽管 在图14中将直流电流15馈送到负载LD，但是，在修改示例中，可直接将交流电流14馈送到 负载LD。在这种情况中，整流电路IlM和测量电路11 连接到负载线圈L4的一部分，从 而允许输出TO信号。图27是示出作为第二实施方式的修改示例的无线电力传输系统1100的系统构造 图。在该修改例的无线电力传输系统1100中，电力传输控制电路1200直接驱动馈送线圈 电路1120而无需激励电路1110的干预。利用与图14相同的附图标记所指示的组件具有 与图14中的对应组件相同的或对应的功能。在该修改例中的馈送线圈电路1120中，变压器T2的次级线圈Li串联至馈送线圈 L2和电容器C2。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb —起构成耦合变压 器T2，并利用电磁感应从电力传输控制电路1200接收交流电。因此，可以直接从电力传输 控制电路1200向馈送线圈电路1120馈送交流电，而无需激励电路1110的干预。已经基于实施方式说明了无线电力传输系统。在磁场共振类型的无线馈电中，可 以利用共振频率fr和驱动频率fo之间的差异来控制电力传输效率。可以使驱动频率fo 自动跟踪共振频率fr的变化，使得即使使用条件改变也能够方便地保持电力传输效率恒 定。此外，即使负载LD或线圈间距离d变化，也能够基于校正电压来利用反馈控制使负载 电压V5保持恒定。基于校正电压的Sl信号的电平的变化使得可以对电力传输效率进行事 后(ex-post)调整。根据本发明人进行的实验，没有发现出现与Sl信号的电平调整相关联 的显著的电力损失。将作为直流电压信号的TO信号转换为作为交流光信号的T4信号，并且从无线电 力接收机向无线馈电装置发射T4信号。作为光信号的T4信号几乎不会受到由馈送线圈L2 等产生的磁场的影响，所以，能够获得有利地发送信号的优势。此外，可以在电力接收方手动调整基准电势。这使得不仅在测量电势改变时而且 在基准电压改变时能够检测到校正电压，结果可以调整电力传输效率。例如，当使基准电势 下降时，可以进行这样的反馈控制以降低测量电势，即，使得负载电压V5下降。也就是说， 可以在电力接收方控制馈电。作为应用示例，如下的构造是可能的。也就是说，无线馈电装置和桌子彼此成一 体，并且无线接收机被合并在放置在桌子上的台灯中。在传统的台灯的情况下，电线会挡 路，从而通常将吊灯用于餐桌。根据上述应用示例，可以消除提供台灯的电力线的必要，从 而增强了台灯的可用性。例如，可能存在在台灯的照明下食物看上去更诱人的情况。此外， 在吊灯的情况下，照明位置是固定的，而台灯可以自由放置，允许各种形式的照明。此外，在 将多个台灯放置在桌子上的情况中，仅调整一个台灯的基准电势就能够同时控制其它灯的 亮度。上述实施方式仅是对本发明的例示，本领域技术人员将理解，可以对本发明的组 件和处理过程的组合进行各种修改，并且，这些修改包含在本发明的范围之内。
尽管在上述实施方式中作为半桥式电路形成电力传输控制电路1200，但是，也可 以将电力传输控制电路1200形成为推挽式电路。电流波形成型电路1168所生成的S3信 号或者控制信号生成电路1170所生成的Tl信号可以是不仅具有锯齿波形还具有三角波或 正弦波的交流信号，其中，电压值在预定的时间周期内逐渐地增加或降低。尽管在本实施方 式中将电流相位设置为调整目标，但是，也可以基于TO信号来调整电压相位。此外，可以不 仅基于输出电压还基于电流或功率来实现反馈控制。T4信号不限于诸如红外线的光信号，还可以是无线电信号。在任何速率上，只需 T4信号的频段足够远离驱动频率fo或共振频率fr的频段即可。红外线LED 1158和光电 二极管1160的价格相对较低，从而在本实施方式中采用光信号。
权利要求
1.一种用于按照无线方式从馈送线圈向接收线圈馈电的无线馈电装置，所述无线馈电 装置包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流电； 馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并以所述接收线圈的共振频率共振； 相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差；以及 信号接收电路，其从所述交流电的电力接收方接收指示输出幅值的输出信号，其中， 所述电力传输控制电路对所述驱动频率进行调整，使得所述相位差减小，从而使所述 驱动频率跟踪所述共振频率，并且，所述相位检测电路根据所述输出信号对所述电压相位与所述电流相位两者或其中之 一的检测值执行事后调整。
2.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中，所述相位检测电路将所述交流电的电压成分与电流成分两者或其中之一转换为用于 检测所述相位差的具有锯齿波形的信号。
3.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中， 所述信号接收电路以光信号的形式接收所述输出信号。
4.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中，所述相位检测电路对第一相位值和第二相位值进行比较以检测所述相位差，并且基于 所述输出信号改变第一基准值和第二基准值两者或其中之一，从而对所述第一相位值与所 述第二相位值两者或其中之一执行事后调整，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电 压水平变为所述第一基准值的时刻，而所述第二相位值指示所述交流电的电流水平变为所 述第二基准值的时刻。
5.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中，所述输出信号是通过信号频率的幅值来指示所述输出幅值的交流信号。
6.根据权利要求1所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括激励线圈，该激励线 圈与所述馈送线圈磁耦合，并将交流电从所述电力传输控制电路馈送到所述馈送线圈，其 中，所述电力传输控制电路包括第一电流通路和第二电流通路，并使得分别与所述第一电 流通路和所述第二电流通路串联连接的第一开关和第二开关以所述驱动频率交替导通，以 向所述激励线圈馈送所述交流电。
7.根据权利要求1所述的无线馈电装置，所述无线馈电装置还包括检测线圈，该检测 线圈利用由所述交流电产生的磁场来产生感应电流，其中，所述相位检测电路测量在所述检测线圈中流动的所述感应电流的相位，以实现对所述 交流电的电流相位的测量。
8.一种按照无线方式在接收线圈处接收从根据权利要求1-7中任一项所述的无线馈 电装置馈送的交流电的无线电力接收机，该无线电力接收机包括接收线圈电路，其包括所述接收线圈和电容器，并以所述馈送线圈的共振频率共振； 负载电路，其包括负载线圈和负载，该负载线圈磁耦合到所述接收线圈以从所述接收 线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；以及信号发送电路，其向所述无线馈电装置发送输出信号，该输出信号指示要施加于所述负载电路的一部分的输出电压的幅值。
9.根据权利要求8所述的无线电力接收机，其中，所述信号发送电路将指示所述输出电压和基准电压之间的差值的信号作为所述输出 信号进行发送。
10.根据权利要求9所述的无线电力接收机，其中， 所述基准电压的值是可调的。
11.根据权利要求8所述的无线电力接收机，其中，所述输出信号是通过信号频率的幅值来指示所述输出电压的幅值的交流信号。
12.根据权利要求8所述的无线电力接收机，其中， 所述负载电路包括整流电路，并且利用所述整流电路将所述输出电压生成为直流电流。
13.一种按照无线方式从馈送线圈向接收线圈馈电的无线电力传输系统，该无线电力 传输系统包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流电； 馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和第一电容器； 接收线圈电路，其包括所述接收线圈和第二电容器；负载电路，其包括负载线圈和负载，所述负载线圈磁耦合到所述接收线圈以从所述接 收线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；以及相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差，其中， 所述电力传输控制电路对所述驱动频率进行调整以减小所述相位差，并且 所述相位检测电路根据要施加于所述负载电路的一部分的输出电压的幅值来对所述 电压相位与所述电流相位两者或其中之一的检测值执行事后调整。
14.一种按照无线方式从馈送线圈向接收线圈馈电的无线馈电装置，该无线馈电装置 包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流电； 馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并以所述接收线圈的共振频率共振； 相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差；以及 信号接收电路，其按照占空比从所述交流电的电力接收方接收指示输出的输出信号， 并根据所述占空比对所述输出信号进行直流转换，其中，所述电力传输控制电路对所述驱动频率进行调整以减小所述相位差，从而使所述驱动 频率跟踪所述共振频率，并且所述相位检测电路根据经过直流转换的所述输出信号的信号电平对所述电压相位与 电流相位两者或其中之一的检测值执行事后调整。
15.根据权利要求14所述的无线馈电装置，其中，所述相位检测电路对第一相位值与第二相位值进行比较以检测所述相位差，并且根据 所述信号电平改变第一基准值与第二基准值两者或其中之一，从而对所述第一相位值与所 述第二相位值两者或其中之一执行事后调整，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电 压水平变为所述第一基准值的时刻，而所述第二相位值指示所述交流电的电流水平变为所 述第二基准值的时刻。
16.根据权利要求14所述的无线馈电装置，其中， 所述信号接收电路以光信号的形式接收所述输出信号。
17.根据权利要求14所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括激励线圈，该激励 线圈与所述馈送线圈磁耦合，并将交流电从所述电力传输控制电路馈送到所述馈送线圈， 其中，所述电力传输控制电路包括第一电流通路和第二电流通路，并使得分别与所述第一电 流通路和所述第二电流通路串联连接的第一开关和第二开关以所述驱动频率交替导通，以 向所述激励线圈馈送所述交流电。
18.根据权利要求14所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括检测线圈，该检测 线圈利用由所述交流电产生的磁场来产生感应电流，其中，所述相位检测电路测量在所述检测线圈中流动的所述感应电流的相位，以实现对所述 交流电的电流相位的测量。
19.一种按照无线方式在接收线圈处接收从根据权利要求14-18中任一项所述的无线 馈电装置馈送的交流电的无线电力接收机，该无线电力接收机包括接收线圈电路，其包括所述接收线圈和电容器，并以所述馈送线圈的共振频率共振； 负载电路，其包括负载线圈和负载，该负载线圈磁耦合到所述接收线圈，以从所述接收 线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；以及信号发送电路，其按照占空比向所述无线馈电装置发送输出信号，该输出信号指示要 施加于所述负载电路的一部分的输出电压。
20.根据权利要求19所述的无线电力接收机，其中，所述信号发送电路按照所述占空比将指示所述输出电压和基准电压之间的差值的信 号作为所述输出信号进行发送。
21.根据权利要求20所述的无线电力接收机，其中， 所述基准电压的值是可调的。
22.根据权利要求19所述的无线电力接收机，该无线电力接收机还包括 控制信号生成电路，其以预定的控制频率生成控制信号；以及比较电路，当在所述控制信号的信号电平与所述输出电压之间建立预定的幅值关系 时，所述比较电路生成使能信号，其中，所述信号发送电路基于所述使能信号的占空比确定所述输出信号的占空比。
23.根据权利要求22所述的无线电力接收机，所述无线电力接收机还包括基准信号生 成电路，该基准信号生成电路生成基准信号，所述基准信号的基准频率高于所述控制频率， 其中，所述信号发送电路仅当所述使能信号处于激活态时发送所述基准信号作为所述输出信号。
24.一种按照无线方式从馈送线圈向接收线圈馈电的无线电力传输系统，该无线电力 传输系统包括电力传输控制电路，其以驱动频率向所述馈送线圈馈送交流电； 馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和第一电容器； 接收线圈电路，其包括所述接收线圈和第二电容器；负载电路，其包括负载线圈和负载，所述负载线圈磁耦合到所述接收线圈以从所述接 收线圈接收所述交流电，所述负载从所述负载线圈接收电力；相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差； 信号发送电路，其按照占空比向馈电装置方发送指示要施加于所述负载电路的一部分 的输出电压的输出信号；以及信号接收电路，其在所述馈电装置方接收所述输出信号，并根据所述占空比对所述输 出信号进行直流转换，其中，所述电力传输控制电路对所述驱动频率进行调整以减小所述相位差，以及， 所述相位检测电路根据经过直流转换的所述输出信号的信号电平对所述电压相位与 所述电流相位两者或其中之一的检测值执行事后调整。
全文摘要
无线馈电装置、无线电力接收机以及无线电力传输系统。通过磁共振从馈送线圈(L2)向接收线圈(L3)馈送电力。VCO(202)以驱动频率(fo)交替导通/关闭开关晶体管(Q1)和(Q2)，从而向馈送线圈(L2)馈送交流电，然后从馈送线圈(L2)向接收线圈(L3)馈送交流电。相位检测电路(114)检测电流相位和电压相位之间的相位差，而VCO(202)调整驱动频率(fo)，使得相位差变为零。当负载电压发生改变时，利用调整驱动频率(fo)的结果来调整所检测的电流相位值。
文档编号H02M7/48GK102082469SQ201010573498
公开日2011年6月1日 申请日期2010年11月29日 优先权日2009年11月30日
发明者浦野高志 申请人:Tdk株式会社