专利名称：双向dc－dc变换器和双向dc－dc变换器的控制方法
技术领域：
本发明涉及具有绝缘功能的双向DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术：
近年来，随着对全球环境保护意识的提高，逐步普及了效率高的混合动力汽车。混合动力汽车具有驱动行驶马达用的主电池和辅机驱动用的辅机电池。若能够在这2个电压不同的电池间相互供给电力，就能够增加车辆电源系统的设计自由度。日本特开2002-165448号公报中公开了一种在电压不同的2个电源间双向地变换电力的双向DC-DC变换器。专利文献I中记载的双向DC-DC变换器，通过变压器连接了高压侧的电压型电路和具有扼流圈的低压侧的电流型电路。通过使高压侧电路的开关元件工作，从高压侧电源向低压侧电源供给电力，此外，通过使低压侧电路的开关元件工作，从低压侧电源向高压侧电源供给电力。另外，日本特开2006-187147号公报中公开了一种双向DC-DC变换器，其在低压侧电路上连接了包括开关元件和电容器的串联连接体的电压钳位电路。专利文献2中记载的双向DC-DC变换器，利用电压钳位电路来降低在降压动作时由循环电流所产生的损耗。此夕卜，还提供了一种防止在升降压动作时在低压侧电路中产生浪涌电压，降低开关元件的耐压，高效率且小型的双向DC-DC变换器。专利文献I日本特开2002-165448号公报专利文献2日本特开2006-187147号公报在日本特开2002-165448号公报中公开的以往的双向DC-DC变换器中，除了在降压动作时因为循环电流所产生的损耗而导致效率降低以外，还会因为在升降压动作时低压侧电路中产生的浪涌电压而必须要提高开关元件的耐压，这就妨碍了小型化和高效率化。此外，在日本特开2006-187147号公报中公开的以往的双向DC-DC变换器中，在升压动作时升压电压比和输出功率大的情况下，同样必须要提高低压侧电路的开关元件的耐压，这妨碍了小型化和高效率化。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种在升压动作时升压电压比和输出功率大的情况下，也能降低施加到低压侧电路的开关元件上的电压，且小型、高效的双向DC-DC变换器。此外，本发明的另一个目的在于提供一种在降压动作时也能够小型且输出大功率的双向DC-DC变换器。为了达到上述目的，本发明涉及的双向DC-DC变换器包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关电路所包含的开关元件的接通/关断；该双向DC-DC变换器在所述第一和第二直流电源间进行电力的授受，所述高电压侧开关电路包括第一上下臂，串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件；第二上下臂，串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件；第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线的串联连接体，连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点、与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间；所述低电压侧开关电路包括第一开关元件组，包括与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接的多个开关元件；平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接；第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且与所述第二直流电源并联连接；和电压钳位电路，具备与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接的、至少包括一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器；所述控制电路包括第一切换单元，在所述第一上臂开关元件和第二下臂开关元件均为接通状态的期间，将所述第二开关元件组中关断状态的开关元件切换为接通；和第二切换单元，在将由所述第一切换单元切换为接通的开关元件保持为接通状态的情况下，将所述第一下臂开关元件和第二上臂开关元件切换为接通。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制电路还包括下述单元在将由所述第一切换单元切换为接通的开关元件保持为接通状态的情况下，将所述第一下臂开关元件和第二上臂开关元件切换为接通，在所述初级绕线中流动的电流的方向反转之后，将所述接通状态的开关元件切换为关断。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制电路还包括第三切换单元，在所述第一下臂开关元件和第二上臂开关元件均为接通状态的期间，将所述第二开关元件组的关断状态的开关元件切换为接通；和第四切换单元，在将由所述第三切换单元切换为接通的开关元件保持为接通状态的情况下，将所述第一上臂开关元件和第二下臂开关元件切换为接通。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制电路还包括下述单元在将由所述第三切换单元切换为接通的开关元件保持为接通状态的情况下，将所述第一上臂开关元件和第二下臂开关元件切换为接通，在所述初级绕线中流动的电流的方向反转之后，将所述接通状态的开关元件切换为关断。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，在由所述第一或第三切换单元切换为接通的开关元件处于接通状态的期间，向所述谐振电抗器和所述谐振电容器的串联连接体施加实质上为所述第一直流电源的2倍的电压。本发明涉及的双向DC-DC变换器包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关 电路所包含的开关元件的接通/关断；该双向DC-DC变换器在所述第一和第二直流电源间进行电力的授受，所述高电压侧开关电路包括第一上下臂，串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件；第二上下臂，串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件；第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线的串联连接体，连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点、与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间；所述低电压侧开关电路包括第一开关元件组，包括与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接的多个开关元件；平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接；第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且与所述第二直流电源并联连接；和电压钳位电路，具备与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接的、至少包括一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器；所述控制电路包括在向所述第一直流电源供给能量的期间，将所述第一和第二的上或下臂开关元件的一个切换为接通的单元；和控制单元，根据向所述第一直流电源供给的能量，控制从自所述第二直流电源向所述平滑电抗器蓄积能量的期间切换到释放能量的期间的定时、和将接通状态的所述上或下臂开关元件切换为关断的定时。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制单元将接通状态的所述上或下臂开关元件切换为关断，在所述初级绕线中流动的电流的方向反转之后，将接通状态的所述第一开关元件组的开关元件切换为关断，从蓄积所述平滑电抗器的能量切换为释放所述平滑电抗器的能量。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制单元控制从将接通状态的所述第一开关元件组的开关元件切换为关断开始，直至将接通状态的所述上或下臂开关元件切换为关断从而向所述第一直流电源供给能量为止的时间，来调整向所述第一直流电源供给的能量的量。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述控制电路还具有在向所述第一直流电源供给能量的期间，将所述第一和第二上或下臂开关元件中的2个切换为接通的单元；在所述初级绕线中流动的电流的方向反转后，将接通状态的所述上或下臂开关元件的一方切换为关断的单元；和在将接通状态的所述第一开关元件组的开关元件切换为关断，来将所述平滑电抗器的能量状态从蓄积切换为释放之后，将接通状态的所述上或下臂开关元件切换为关断的单元。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述第一开关元件组包括第五至第八开关元件，所述第二开关元件组包括第九开关元件，所述电压钳位电路包括所述第九开关元件和所述钳位电容器的串联连接体，所述低电压侧开关电路包括第三上下臂，串联连接了所述第五和第六开关元件；和第四上下臂，串联连接了所述第七和第八开关元件；在所述第五和第六开关元件的串联连接点与所述第七和第八开关元件的串联连接点之间连接有所述次级绕线，所述第三和第四上下臂与所述电压钳位电路并联连接，在所述电压钳位电路的一端连接有所述平滑电抗器的一端，在所述平滑电抗器的另一端连接有所述第二平滑电容器的一端，在所述第二平滑电容器的另一端连接有所述电压钳位电路的另一端。
此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述第一开关元件组包括第五和第六开关元件，所述第二开关元件组包括第七和第八开关元件，所述电压钳位电路通过连接所述第七和第八开关元件的各自的一端和所述钳位电容器的一端而构成，所述次级绕线具备第一次级绕线的一端与第二次级绕线的一端的连接体，在所述低电压侧开关电路中，在所述第一次级绕线的另一端上连接有所述第五开关元件的一端和所述第七开关元件的另一端，在所述第二次级绕线的另一端上连接有所述第六开关元件的一端和所述第八开关元件的另一端，在所述钳位电容器的另一端上连接有所述第五开关元件的另一端和所述第六开关元件的另一端，在所述第五、第六开关元件的连接点与所述第一、第二次级绕线的连接点之间连接有所述平滑电抗器和所述第二平滑电容器的串联连接体。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述第一开关元件组包括第五和第六开关元件，所述第二开关元件组包括第七和第八开关元件，所述电压钳位电路通过连接所述第七开关元件的一端、所述第八开关元件的一端及所述钳位电容器的一端而构成，所述平滑电抗器通过连接第一平滑电抗器的一端和第二平滑电抗器的一端而构成，在所述低电压侧开关电路中，在所述次级绕线的一端上连接有所述第五开关元件的一端、所述第七开关元件的另一端及所述第一平滑电抗器的另一端，在所述次级绕线的另一端上连接有所述第六开关元件的一端、所述第八开关元件的另一端及所述第二平滑电抗器的另一端，在所述钳位电容器的另一端上连接有所述第 五开关元件的另一端和所述第六开关元件的另一端，在所述第五、第六开关元件的连接点与所述第一、第二平滑电抗器的连接点之间连接有所述第二平滑电容器。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，使所述钳位电容器和所述第二平滑电容器相连接。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述谐振电抗器包括所述变压器的漏电感和布线电感，具备分别与所述初级绕线及所述次级绕线串联连接并磁耦合的第一、第二和第三谐振电抗器，所述谐振电容器包括分别与所述初级绕线和所述次级绕线串联连接的第一、第二和第三谐振电容器。此外，在本发明的一个方式中，其特征在于，所述各开关元件具备反向并联连接的二极管和并联连接的缓冲电容器。本发明涉及的DC-DC变换器控制方法，控制DC-DC变换器，所述DC-DC变换器包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关电路所包含的开关元件的接通/关断；所述高电压侧开关电路包括第一上下臂，串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件;第二上下臂，串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件；第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线的串联连接体，连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点、与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间；所述低电压侧开关电路包括第一开关元件组，包括与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接的多个开关元件；平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接;第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且与所述第二直流电源并联连接；和电压钳位电路，具备与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接的、至少包括一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器；所述DC-DC变换器的控制方法包括在所述第一上臂开关元件和第二下臂开关元件均为接通状态的期间，将所述第二开关元件组中关断状态的开关元件切换为接通的步骤；和在将所述切换为接通的开关元件保持为接通状态的情况下，将所述第一下臂开关元件和第二上臂开关元件切换为接通的步骤。本发明涉及的 DC-DC变换器的控制方法，控制DC-DC变换器，所述DC-DC变换器包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关电路所包含的开关元件的接通/关断；所述高电压侧开关电路包括第一上下臂，串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件;第二上下臂，串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件；第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线的串联连接体，连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点、与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间；所述低电压侧开关电路包括第一开关元件组，包括与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接的多个开关元件；平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接；第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且与所述第二直流电源并联连接；和电压钳位电路，具备与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接的、至少包括一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器；所述DC-DC变换器的控制方法包括第一步骤，在向所述第一直流电源供给能量的期间，将所述第一和第二的上或下臂开关元件的一个切换为接通；第二步骤，从自所述第二直流电源向所述平滑电抗器蓄积能量的期间切换到释放能量的期间；和第三步骤，将接通状态的所述上或下臂开关元件切换为关断；根据向所述第一直流电源供给的能量，控制所述第二步骤和第三步骤的定时。此外，本发明涉及的双向DC-DC变换器的控制方法中，根据能量的传递方向、输入电压、输入电流、输出电压和输出电流，选择性地切换上述任一方案所述的双向DC-DC变换器所包含的控制电路的控制处理。(发明效果)根据本发明期望的实施方式，能够提供一种在升压动作时升压电压比和输出功率大的情况下，也能够降低施加在低压侧电路的开关元件上的电压且小型、高效的双向DC-DC
变换器。此外，根据本发明期望的实施方式，能够提供一种在降压动作时也能够小型且输出大功率的双向DC-DC变换器。本发明涉及的其他目的和特征可以从以下叙述的实施例中得以明确。
图I是本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的电路结构图。图2是说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的降压动作I的电压电流波形图。图3是说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的降压动作2的电压电流波形图。图4是说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的升压动作I的电压电流波形图。图5是说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的升压动作2的电压电流波形6是说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器的升压动作3的电压电流波形图。
具体实施例方式参照附图，对本发明的实施方式详细地进行说明。再有，在图中相同或相应的部分上标记相同符号。此外，在本实施方式中，作为一例，在开关元件中使用了 IGBT和M0SFET，但不限于此。此外，将与导通状态的开关元件的电压或者二极管的顺向下降电压同等程度及其以下的电压作为零电压。图I是本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器5的电路结构图。图I中，在高压侧的电源10上并联连接有平滑电容器12、负载14、连接IGBT101的发射极和IGBT102的集电极而构成的第一开关臂、连接IGBT103的发射极和IGBT104的集电极而构成的第二
开关臂。在IGBT101 104的集电极与发射极间分别连接有二极管111 114，使得从发射极侧向集电极侧流动电流。在此，在取代IGBT而使用了 MOSFET的情况下，也可以使用体二极管(body diode)作为二极管111 114。此外,在IGBT101 104的集电极与发射极间分别连接有缓冲电容器(snubber capacitor) 121 124。在IGBT101和IGBT102的连接点与IGBT103和IGBT104的连接点之间，串联连接有变压器30的初级绕线31和谐振电抗器20及谐振电容器22。在此，也可以用变压器30的漏电感和布线电感来代替谐振电抗器20。在低压侧的电源40上并联连接有平滑电容器42和负载44。变压器30的次级绕线32的一端和次级绕线33的一端及平滑电抗器46的一端被连接，平滑电抗器46的另一端与电源40的正极连接。次级绕线32的另一端与M0SFET201的漏极连接，次级绕线33的另一端与M0SFET202的漏极连接。M0SFET201的源极和M0SFET202的源极与电源40的负极连接。在连接M0SFET203的漏极、M0SFET204的漏极及钳位电容器48的一端而构成的电压钳位电路中，M0SFET203的源极与M0SFET201的漏极连接，M0SFET204的源极与M0SFET202的漏极连接，钳位电容器48的另一端与电源40的负极连接。在M0SFET201 204的漏极与源极间分别连接有二极管211 214，使得从源极侧向漏极侧流动电流。在此，作为二极管211 214，也可以利用MOSFET的体二极管。此外，也可以在M0SFET201 204的漏极与源极间分别连接缓冲电容器。利用控制电路100来开关控制IGBT101 104和M0SFET201 204。在控制电路100上连接有电压传感器51 54和电流传感器61 63。在详细的动作说明之前，先定义图I的电路图中的电压和电流。首先，IGBT101 104的集电极与发射极间电压V(IOl) V(104)以集电极为正，栅极与源极间电压Vg(IOl) -Vg(104)以栅极为正。此外，IGBT101 104和各自并联的二极管111 114中流动的合成电流，以从IGBT101 104的集电极流向发射极的方向为正，分别设为1(101) 1(104)。M0SFET201 204的漏极与源极间电压V(201) V(204)以漏极为正，栅极与源极间电压Vg(201) Vg(204)以栅极为正。此外，M0SFET201 204和各自并联的二极管211 214中流动的合成电流，以从M0SFET201 204的漏极流向源极的方向为正，分别设为 1(201) I (204)。谐振电容器22的电压V (22)、谐振电抗器20的电压V (20)和初级绕线31的电压V(31)，以从第二开关臂朝向第一开关臂的方向为正。此外，谐振电抗器20中流动的电流1(20)以从第一开关臂流向第二开关臂的方向为正。钳位电容器48中流动的电流I (48)，以从与M0SFET203、204的连接点流向电源40的负极的方向为正。此外，将以电源40的负极为基准的M0SFET203、204的漏极电压，作为钳位电容器48的电压V (48)。如下定义平滑电抗器46的电流1(46)的方向。在向电源40输送电源10的能量的降压动作的情况下，以从次级绕线32与次级绕线33的连接点流向电源40的正极的方向为正，在向电源10输送电源40的能量的升压动作的情况下，以从电源40的正极流向次级绕线32与次级绕线33的连接点的方向为正。此外，在降低工作和升压动作的各个情况下，平滑电抗器46的电压V (46)的方向，以使加速平滑电抗器46的电流1(46)在正方向上加速的方向为正。以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器5的动作。其中，以向电源40输送电源10的能量的动作为降压动作，以向电源10输送电源40的能量的动作为升压动作。首先，对双向DC-DC变换器5的降压动作进行说明。[降压动作I]图2是说明降压动作I的电压电流波形图。以下，参照该图2详细地说明降压动作I。在图2中，al hi表不期间al hi。(期间al)首先，在期间al中，IGBT101U04是导通状态，IGBT102U03是截止状态，电源10的电压通过IGBT101和104、谐振电容器22、谐振电抗器20，被施加到变压器30的初级绕线31。M0SFET202、203是截止状态，次级绕线32中产生的电压通过电源40和二极管211，被施加到平滑电抗器46，电流I (46)逐渐增加，向电源40供给能量。此外，次级绕线32、33中产生的电压通过二极管214和211，被施加到钳位电容器48，钳位电容器48被充电。电流1(201)、I (204)是负的，但是若这时使M0SFET201、204成为导通状态，就能够通过将二极管211、214中流动的电流向M0SFET201、204分流来降低损耗。将这样在向与MOSFET反向并联连接的二极管或者MOSFET的体二极管流动二极管的顺向电流时，通过使该MOSFET成为导通状态来降低损耗的情况，以下称作同步整流。这时预先使M0SFET204导通(零电压开关变换)。(期间bl)在期间bl中，使IGBT104截止，之后导通IGBT103。若使IGBT104截止，则流经IGBT104的电流1(20)对缓冲电容器124进行充电，同时使缓冲电容器123放电，若电压V(103)达到零电压，则二极管113导通。这时，导通IGBT103(零电压开关变换)。电流、I (20)在通过谐振电抗器20、初级绕线31、二极管113、IGBT101和谐振电容器22的路径中回流。以后，将这样地流经初级绕线31的电流称作循环电流。M0SFET204 是导通状态，此外，电流I(201)是负的，电压V(201)是零电压，因此，钳位电容器48的电压V(48)被施加到次级绕线32、33。初级绕线31中产生的电压被施加到谐振电抗器20，使电流I (20)逐渐减少。因此，循环电流减少，能够降低在流过循环电流的路径中所损耗的能量。伴随着循环电流的减少，钳位电容器48的放电电流增加。这时，由于在次级绕线32中产生了电压，因此，与期间al同样，向平滑电抗器46施加电压，电流I (46)逐渐增加，向电源40供给能量。(期间Cl)在期间Cl中，使M0SFET204截止，之后导通M0SFET102。若M0SFET204截止，钳位电容器48的放电就结束，循环电流的减少也变缓。但是，在谐振电容器22中积存了电荷，在使循环电流减少的方向上产生了电压，因此，循环电流也缓慢地减少。此外，流经M0SFET204的电流向二极管212换流。这时，若导通M0SFET202，则成为同步整流。平滑电抗器46中累积的能量被提供给电源40，电流I (46)逐渐减少。在期间al中，电流I (46)流经通过二极管211 (M0SFET201)和次级绕线32的路径，但是，由于在期间bl中降低了循环电流，因此，在期间Cl中，也向通过二极管212(M0SFET202)和次级绕线33的路径分流。由于越降低循环电流，越向这2条路径均等地分流电流，因此，能够降低导通损耗。越降低循环电流越能够降低导通损耗，但在后述的期间dl中，为了 IGBT102进行零电压开关变换，必须要剩余一定程度的循环电流。可以根据电源10的电压(电压传感器51)、谐振电容器22的静电电容、谐振电抗器20的电感、缓冲电容器121 124的静电电容、IGBT101与102的滞后时间(或者IGBT103与104的滞后时间)，计算用于IGBT102进行零电压开关变换所需要的循环电流值。为了控制循环电流成为上述计算出的循环电流值，必须要正确地决定M0SFET204的截止定时。除了在上述中为了求用于IGBT102进行零电压开关变换所需要的循环电流值而使用的信息以外，可以根据电源40的电压(电压传感器52)、平滑电抗器46的电流I (46)(电流传感器62)和变压器30的匝数比，基于IGBT104和M0SFET204的截止延时，来计算该定时。或者，也可以基于来自为全桥式的输入电流的电流传感器61和为循环电流的电流传感器63的测定值，决定M0SFET204的截止定时。(期间dl)
在期间dl中，使IGBT101截止，之后导通IGBT102，使M0SFET201截止。若使IGBT101截止，则流经IGBT101的循环电流就充电缓冲电容器121，同时放电缓冲电容器122，电压V(102)若达到零电压，则二极管112导通。这时，导通IGBT102 (零电压开关变换)。此外，直到期间dl结束为止，使M0SFET201截止。循环电流流经二极管112、谐振电容器22、谐振电抗器20、初级绕线31和二极管113，流向电源10。向谐振电抗器20施加电源10的电压，循环电流减少。由于IGBT102、103是导通状态，因此在循环电流达到了零之后，循环电流反方向增加。随之，通过二极管211(M0SFET201)和次级绕线32的电流减少，通过二极管212(M0SFET202)和次级绕线33的电流增加。在通过次级绕线32的电流达到零(通过次级绕线33的电流达到电流I (46))之前，预先使M0SFET201截止。(期间el)在期间el中，导通M0SFET203。若通过次级绕线32的电流达到零，则二极管211在反向导通后反向恢复。在该反向导通中流过的电流，在反向恢复后在二极管213中换流。这时，导通M0SFET203 (零电压开关变换)。因为二极管211 —反向恢复 ，M0SFET201的漏极电压就上升，因此，也可以用电压传感器53检测该电压后， 导通M0SFET203。此外，在不具有电压钳位电路的现有的变换器电路中，有时若二极管211反向恢复，则在M0SFET201的漏极电压中产生浪涌，但在该实施方式中，钳位电容器48抑制了浪涌的发生。通过IGBT102U03、谐振电容器22、谐振电抗器20，向变压器30的初级绕线31施加电源10的电压。M0SFET201、204是截止状态，通过电源40和二极管212，向平滑电抗器46施加次级绕线33中产生的电压，电流I (46)逐渐增加，向电源40供给能量。此外，通过二极管213和212，向钳位电容器48施加次级绕线32、33中产生的电压，钳位电容器48被充电。该期间el是期间al的对称动作。以后，在期间f I hi之后，向期间al返回。由于期间fl hi是期间bl dl的对称动作，因此，省略详细的说明。在上述期间al、el中，由于谐振电容器22在使施加到初级绕线31上的电压增大的方向上产生电压，因此，谐振电容器22起到增大输出功率的效果。此外，如上所述，在二极管211、212反向恢复时，电压钳位电路抑制浪涌电压的产生。从而，在电压钳位电路中具有能够利用耐压低的元件作为二极管211、212和M0SFET20U202 的效果。如上所述，通过具有循环电流，能够实现导通IGBT101、102时的零电压开关变换。从而，在轻负载时，循环电流变小，因此难以进行该零电压开关变换。为了解决该问题，例如，若在上述的期间bl、cl中，在使IGBT104截止之前，先关断M0SFET20并接通M0SFET202，循环电流就增加，因此，即使轻负载，也能够实现接通IGBT101时的零电压开关变换。M0SFET202的接通和IGBT104的关断的先后顺序任意。在此，若关断M0SFET204，则其遮断电流就换流向二极管212，因此，即使M0SFET202导通也能够实现零电压开关变换。期间H、gl也同样。这样，该动作方法就具有在轻负载时也提高效率的效果。在以上说明的降压动作I中，改变IGBT101和104同时为导通状态的期间的时间比例和IGBT102和103同时为导通状态的期间的时间比例来调整输出功率。将该时间比例称作占空比。该占空比越大，越能输出大的功率。从而，在该降压动作I中，在IGBT101和104的导通/截止状态一致，IGBT102和103的导通/截止状态一致时，即占空比最大时，输出功率最大。在比该状态进一步增大输出功率的情况下，适用以下说明的降压动作2。[降压动作2]图3是说明降压动作2的电压电流波形图。以下，参照该图3，详细地说明降压动作2。图3中，a2 f2表示期间a2 f2。(期间a2)期间a2的动作与上述降压动作I的期间al相同，省略详细的说明。
(期间b2)
如上所述，在该降压动作2中，IGBT101和104的导通/截止状态一致。一关断IGBT101和104，电流1(20)就在充电缓冲电容器121的同时放电缓冲电容器122，在充电缓冲电容器124的同时放电缓冲电容器123。电压V(102) —达到零电压，二极管112就导通，电压V(103) —达到零电压，二极管113就导通。这时，接通IGBT102和103(零电压开
关变换)。电流I (20)流经二极管112、谐振电容器22、谐振电抗器20、初级绕线31和二极管113，流向电源10。M0SFET204是导通状态，此外，电流1(20)1是负的，电压V(201)是零电压，因此，向次级绕线32、33施加钳位电容器48的电压V(48)。向谐振电抗器20施加电源10的电压，电流I (20)减少。这时，由于还加上在初级绕线31中产生的电压后施加到谐振电抗器20上，因此，电流I (20)的减少速度比降压动作I的期间bl、dl快。在此，在初级绕线31中产生的电压与电源10的电压为同等程度。此外，也在谐振电容器22中，在与初级绕线31中产生的电压相同的方向上产生电压，向谐振电抗器20施加着电源10的2倍以上的电压。由于1681102和103是导通状态，因此，在电流1(20)达到了零之后，电流I (20)的大小在反方向上增加。这时，M0SFET204是导通状态，在次级绕线32中产生了电压，因此，与期间a2同样地向平滑电抗器46施加电压，电流1(46)逐渐增加，向电源40供给能量。(期间c2)一关断M0SFET204，钳位电容器48的放电就结束，就不向谐振电抗器20施加初级绕线31的电压，因此，电流I (20)的大小的增加变缓。此外，流经M0SFET204的电流换流向二极管212。这时，若接通M0SFET202，就成为同步整流。平滑电抗器46中累积着的能量被供给到电源40中，电流I (46)逐渐减少。通过二极管211 (M0SFET201)和次级绕线32的电流减少，通过二极管212(M0SFET202)和次级绕线33的电流增加。在通过次级绕线32的电流达到零(通过次级绕线33的电流达到电流I (46))之前，都关断着M0SFET201。(期间d2)期间d2的动作与降压动作I的期间el相同，省略详细的说明。该期间d2是期间a2的对称动作。以后，在期间e2、f2之后，向期间a2返回。期间e2、f2是期间b2、c2的对称动作，因此省略详细的说明。该降压动作2中也与降压动作I同样地，在谐振电容器22中具有增大输出功率的效果。此外，在电压钳位电路中具有能够利用耐压低的元件作为二极管211、212和M0SFET20U202 的效果。在该降压动作2中，不仅在期间a2、d2的期间，在期间b2、e2的期间中也具有以下特征，即，向平滑电抗器46施加正的电压、向谐振电抗器20施加电源10的2倍以上的电压来增大电流I (20)的变化率从而使期间a2、d2的期间延长。特别是具有即使电流I (20)的极性反转，也仍然向谐振电抗器20施加电源10的2倍以上的电压的特征。再有，在不具有谐振电容器22的情况下，施加到谐振电抗器20的电压成为电源10的2倍左右。作为这些的结果，最大的优点在于能够输出大于降压动作I的最大输出功率的功率。在该降压动作2中，如上所述，IGBT101和104的导通/截止状态一致，IGBT102和103的导通/截止状态一致，占空比最大。从而，通过使期间b2、e2的期间的长度变化，即，使M0SFET203、204的截止定时变化，来调整输出功率。M0SFET203、204的截止定时越延迟，输出功率越大。可以使该截止定时延迟到二极管211、212反向恢复的定时的前后。也可以根据检测二极管211、212的反向恢复的电压传感器53、54的信号，来决定M0SFET203、204的截止定时。该情况下，不存在期间c2、f2。
下面，关于双向DC-DC变换器5进行的升压动作进行说明。[升压动作I]图4是说明升压动作I的电压电流波形图。以下，参照该图4，详细地说明升压动作I。在图4中，Al Fl表示期间Al F1。(期间Al)首先，在期间Al中，M0SFET201、202是导通状态，M0SFET203.204是截止状态。通过次级绕线32、33和M0SFET201、202，向平滑电抗器46施加电源40的电压，将电源40的能量蓄积到平滑电抗器46中。此外，IGBT103是导通状态，IGBT101、102、104是截止状态，在通过IGBT103、初级绕线31、谐振电抗器20、谐振电容器22和二极管111的路径中流过循环电流。在谐振电容器22中累积着电荷，在使循环电流增加的方向上产生电压，因此，循环电流逐渐增加。(期间BI)一关断M0SFET202、IGBT103，流经M0SFET202 的电流就流经二极管214后充电钳位电容器48。这时，接通M0SFET204(零电压开关变换)。流经IGBT103的循环电流充电缓冲电容器123，同时放电缓冲电容器124，电压V(104) —达到零电压，二极管114就导通。这时，接通IGBT104(零电压开关变换)。向次级绕线32、33施加钳位电容器48的电压V(48)。向谐振电抗器20施加从初级绕线31中产生的电压中减去电源10的电压后的电压，电流1(20)的大小增加。电流I (20)流经二极管114、初级绕线31、谐振电抗器20、谐振电容器22和二极管111，向电源10流入，向电源10供给能量。平滑电抗器46中累积的能量被释放，电流I (46)减少。伴随着电流1(20)的大小的增加，钳位电容器48的充电电流减少，不久就转为放电。(期间Cl)一关断M0SFET204，流到M0SFET204中的钳位电容器48的放电电流就使二极管212导通。这时，关断M0SFET202(零电压开关变换)。由于不向次级绕线32、33施加钳位电容器48的电压V (48)，因此，不在初级绕线31中产生电压，向谐振电抗器20施加电源10的电压，电流I (20)的大小减少。随之，电流I (202)的方向由正转为负。此外，与期间Al同样地向平滑电抗器46施加电源40的电压，在平滑电抗器46中累积电源40的能量。(期间Dl)由于IGBT104是导通状态，IGBT 101是截止状态，因此，电流I (20) —变为零，就首先二极管111反向导通。之后，一反向恢复，缓冲电容器121就充电，同时缓冲电容器C102放电，电压V(102) —达到零电压，二极管112就导通。在从该二极管111的反向导通到二极管112的导通期间，谐振电抗器20中累积的电源10的能量，成为在通过二极管112、谐振电容器22、谐振电抗器20、初级绕线31和IGBT104的路径中流动的循环电流。在谐振电容器22中累积着电荷，在使循环电流增加的方向上产生了电压，因此，循环电流逐渐增加。此外，与期间Al同样地向平滑电抗器46施加电源40的电压，在平滑电抗器46中累积着电源40的能量。该期间Dl是期间Al的对称动作。以后，在期间El、Fl之后，向期间Al返回。期间El、Fl是期间BI、Cl的对称动作，因此省略详细的说明。若在期间Al Cl中接通IGBT101，在期间Dl Fl中接通IGBT102，就成为同步整流。在期间BI中，关断M0SFET202时流动的循环电流的方向，是在期间BI、Cl中向电源10输送能量时流动的方向。从而，该循环电流越大，越容易得到大的输出功率。此外，关断M0SFET202时的电流1 (202)变小，能够降低M0SFET202截止时损耗的能量。但是，通过遮断该电流1 (202)来在钳位电容器中累积能量，能够使用该能量，在期间Cl中接通M0SFET202时来进行零电压开关变换，因此，循环电流越大，接通M0SFET202时的零电压开关变换就越难。期间El也同样。从而，由于在轻负载时该遮断的电流小，因此，接通M0SFET202时的零电压开关变换变难。为了解决该问题，例如，若在期间BI中，在关断M0SFET202之前先关断IGBT103，循环电流就减少或反流，因此，关断M0SFET202时遮断的电流变大，即使在轻负载时，也能够在接通M0SFET202时实现零电压开关变换。期间El也同样。这样，该动作方法中就具有轻负载时也能提高效率的效果。反之，若在关断了 M0SFET202之后关断IGBT103，就能够得到大的输出功率。期间El也同样。以后将其作为升压动作2进行叙述。在升压动作I中，使M0SFET201、202的导通期间的时间比例(导通占空比)变化来调整输出功率。若增大导通占空比，则钳位电容器48的电压V(48)就变高，在初级绕线31中产生的电压也变大，因此，输出功率变大。但是，根据电源40的电压和导通占空比、以及布线电感和M0SFET201 204的遮断电流，来决定施加到钳位电容器48、M0SFET201 204和二极管211 214中的电压。从而，为了抑制施加到这些元件上的电压，导通占空比的增大具有上限。在尽管导通占空比达到上限的情况下进一步增大输出功率时，适用后述的升压动作2。[升压动作2]图5是说明升压动作2的电压电流波形图。以下，参照该图，详细地说明升压动作
2。在图5中，A2 H2表示期间A2 H2。(期间A2)期间A2的动作与升压动作I的期间Al相同，省略详细的说明。(期间B2)一关断M0SFET202，流经M0SFET202的电流就流经二极管214后充电钳位电容器48。这时，接通M0SFET204(零电压开关变换)。 与升压动作I的期间BI同样地在初级绕线31中产生电压，但与升压动作I的期间BI不同，IGBT103是导通状态。从而，向谐振电抗器20施加未从初级绕线31的电压中减去电源10的电压的电压，因此，电流I (20)的大小以比升压动作I的期间BI快的速度增力口。这时，电流I (20)流经与期间A2相同的循环电流的路径。平滑电抗器46中累积的能量被释放，电流I (46)减少。
(期间C2)一关断IGBT103，流经IGBT103的循环电流就充电缓冲电容器C103，同时放电缓冲电容器124，电压V (104) —达到零电压，二极管114就导通。这时，接通IGBT104 (零电压开
关变换)。与期间B2同样地在初级绕线31中产生电压。电流I (20)流经二极管114、初级绕线31、谐振电抗器20、谐振电容器22和二极管111，向电源10流入，向电源10供给能量。平滑电抗器46中累积的能量被释放，电流I (46)减少。伴随着电流1(20)的大小的增加，钳位电容器48的充电电流减少，不久就转为放电。(期间D2)期间D2的动作与升压动作I的期间Cl相同，省略详细的说明。(期间E2)期间E2的动作与升压动作I的期间Dl相同，省略详细的说明。该期间E2是期间A2的对称动作。以后，在期间F2 H2之后，向期间A2返回。期间F2 H2是期间B2 D2的对称动作，因此省略详细的说明。在升压动作2中，通过使IGBT103U04的截止定时变化来改变期间B2、F2的期间长度，从而来调整输出功率。若使IGBT103U04的截止定时延迟，期间C2、G2中的电流1(20)的变化率就变小，由谐振电抗器L产生的电压降被抑制，输出功率变大。但是，若通过使IGBT103U04的截止定时延迟来增加输出功率，则电流1(20)的峰值变大。此外，M0SFET20U202的遮断电流变大，在M0SFET201、202的漏极中产生用电压钳位电路不能完全抑制的浪涌电压，施加到M0SFET201、202的电压变高。因此，能够延迟的IGBT103、104的截止定时中具有上限。在比该升压动作2进一步增大输出功率的情况下，增大预先流过的循环电流是有效的，适用后述的升压动作3。[升压动作3]图6是说明升压动作3的电压电流波形图。以下，参照该图6，详细地说明升压动作3。在图6中，A3 H3表示期间A3 H3。(期间A3)期间A3的动作与升压动作2的期间A2相同，省略详细的说明，但流过更大的循环电流。此外，IGBT101是导通状态。(期间B3)期间B3的动作与升压动作2的期间B2相同，省略详细的说明。(期间C3)期间C3的动作与升压动作2的期间C2相同，省略详细的说明。(期间D3)电流I (20)的大小减少，直到变为零，与升压动作2的期间D2相同，省略详细的说明。之后，由于1681101、104是导通状态，因此，电流1(20)方向反转后增加，在谐振电抗器20中累积电源10的能量。(期间E3) 一关断IGBT101，电流1(20)就充电缓冲电容器121，同时放电缓冲电容器122，电压V(102) —达到零电压，二极管112就导通。这时，若接通IGBT102，就成为零电压开关变换。其他动作与升压动作2的期间E2相同，省略详细的说明。该期间E3是期间A3的对称动作。以后，在期间F3 H3之后，向期间A3返回。期间F3 H3是期间B3 D3的对称动作，因此省略详细的说明。在升压动作3中，通过使期间D3、H3的期间长度变化，即，使IGBT101和102的截止定时变化，来调整输出功率。若使IGBT101和102的截止定时延迟，期间A3、E3中的循环电流就增加，输出功率变大。如上所述，在升压动作I 3中，使M0SFET201、202截止时遮断的电流的能量，由电压钳位电路蓄积，从而抑制了在M0SFET201、202的漏极电压中产生浪涌电压。从而，在电压钳位电路中具有能够利用耐压低的元件作为二极管211、212和M0SFET201,202的效果。此外，在流过循环电流的期间，在谐振电容器22中，在使循环电流增加的方向上产生了电压。从而，在谐振电容器22中具有增大输出功率的效果。此外，可以分别切换进行上述的降压动作I和2以及升压动作1、2和3。以下，关于双向DC-DC变换器5的降压动作和升压动作的切换进行说明。关于降压动作1、2的切换进行说明。首先，在轻负载时适用降压动作I。进行上述的在关断IGBT103之前关断M0SFET203，在关断IGBT104之前关断M0SFET204，使循环电流增加的动作。伴随着负载的增加，占空比增加。此外，IGBT103的截止定时与M0SFET203的截止定时的时间差和IGBT104的截止定时与M0SFET204的截止定时的时间差变短，不久该时间差消失。若负载进一步增加，则为了使循环电流减少，进行在关断IGBT103之后关断M0SFET203，在关断了 IGBT104之后关断M0SFET204的动作。若负载再进一步增加，则占空比增加，不久占空比就成为最大。在负载比该状态进一步增加的情况下，适用降压动作2。具体地说，延长了从关断IGBT103到关断M0SFET203的时间和从关断IGBT104到关断M0SFET204的时间。下面，关于升压动作1、2、3的切换进行说明。首先，在轻负载时适用升压动作
I。进行上述的关断M0SFET202之前关断IGBT103，关断M0SFET201之前关断IGBT104，使循环电流减少或反流的动作。伴随着负载的增加，M0SFET201、202的导通占空比增加。此夕卜，M0SFET202的截止定时与IGBT103的截止定时的时间差和M0SFET201的截止定时与IGBT104的截止定时的时间差变短，不久该时间差消失。若负载进一步增加，则导通占空比达到上限。导通占空比具有上限的理由已经在升压动作I的说明中进行了叙述。在负载比该状态进一步增加的情况下，适用升压动作2。具体地说，延迟了从关断M0SFET202到关断IGBT103的时间和从关断M0SFET201到关断IGBT104的时间。若负载再进一步增加，该时间长度就达到上限。该时间长度具有上限的理由已经在升压动作2的说明中进行了叙述。在负载比该状态进一步增加的情况下，适用升压动作3。这些多个动作的共同点在于，通过操作IGBT101 104和M0SFET201 204，以操纵谐振电抗器20中流动的电流I (20)。
这样，在本发明的实施方式涉及的双向DC-DC变换器5中具有下述特征，即，通过在降压动作和升压动作中根据负载状态来切换多个动作，从而即使在轻负载情况下也能够高效率地实现小型且高输出的绝缘型双向DC-DC变换器。 再有，本发明不限定于上述实施方式，例如，也可以在低压侧的开关电路中采用倍流同步整流开关电路，使低压侧的开关电路的开关元件成为全桥式结构等，在各种各样的电路结构中适用本发明。
权利要求
1.一种双向DC-DC变换器，包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关电路所包含的开关元件的接通/关断；该双向DC-DC变换器在所述第一和第二直流电源间进行电力的授受， 所述高电压侧开关电路包括 第一上下臂，其中串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件； 第二上下臂，其中串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件； 第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间的电路，该电路包括谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线； 所述低电压侧开关电路包括 第一开关元件组，与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接，并包括多个开关元件； 平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接； 第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且第二平滑电容器与所述第二直流电源并联连接；和电压钳位电路，与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接，并具备包括至少一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器； 其中，所述控制电路进一步配置为通过改变时段的长度，来配置要从所述第一直流电源传送至所述第二直流电源的电力的量，其中所述时段是向所述谐振电抗器和所述谐振电容器的串联连接体提供实质上为所述第一直流电源电压2倍的电压的时段。
2.一种双向DC-DC变换器，包括高电压侧开关电路，连接在第一直流电源与变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；低电压侧开关电路，连接在第二直流电源与所述变压器之间，在直流/交流相互间进行电力变换；和控制电路，控制所述各开关电路所包含的开关元件的接通/关断；该双向DC-DC变换器在所述第一和第二直流电源间进行电力的授受， 所述高电压侧开关电路包括 第一上下臂，其中串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件； 第二上下臂，其中串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件； 第一平滑电容器，与所述第一和第二上下臂及所述第一直流电源并联连接；和连接在所述第一上臂开关元件和第一下臂开关元件的串联连接点与所述第二上臂开关元件和第二下臂开关元件的串联连接点之间的电路，该电路包括谐振电容器、谐振电抗器和所述变压器的初级绕线； 所述低电压侧开关电路包括 第一开关元件组，与所述第二直流电源和所述变压器的次级绕线连接，并包括多个开关元件； 平滑电抗器，与所述第一开关元件组和/或所述变压器的次级绕线连接；第二平滑电容器，一端与所述第一开关元件组所包含的开关元件的一端连接，另一端与所述平滑电抗器的一端连接，并且第二平滑电容器与所述第二直流电源并联连接；和 电压钳位电路，与所述第一开关元件组所包含的开关元件连接，并具备包括至少一个开关元件的第二开关元件组和钳位电容器； 其中，所述控制电路的控制操作进一步配置为包括一种模式，在该模式期间，通过切换已提供在所述低电压侧开关电路内的开关元件的状态，将所述第二直流电源的电力提供给所述变压器的次级绕线，同时保持已提供在所述高电压侧开关电路内的开关元件的接通状态不变。
3.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为使已提供在所述高电压侧开关电路内的处于接通状态的开关元件关断，同时保持向所述变压器的次级绕线提供所述第二直流电源的电力。
4.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为对第一和第二上臂开关元件对和第一和第二下臂开关元件对进行同步，来切换接通状态和关断状态。
5.如权利要求3所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为对第一和第二上臂开关元件对和第一和第二下臂开关元件对进行同步，来切换接通状态和关断状态。
6.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为通过改变所述模式的时段长度，来改变要从所述第二直流电源传送至所述第一直流电源的电力的量。
7.如权利要求3所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为通过改变所述模式的时段长度，来改变要从所述第二直流电源传送至所述第一直流电源的电力的量。
8.如权利要求4所述的双向DC-DC变换器，其中， 所述控制电路进一步配置为通过改变所述模式的时段长度，来改变要从所述第二直流电源传送至所述第一直流电源的电力的量。
9.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器，其中， 在所述模式期间，对已从所述第二直流电源提供并充电在所述平滑电抗器中的电力能量进行放电。
10.如权利要求3所述的双向DC-DC变换器，其中， 在所述模式期间，对已从所述第二直流电源提供并充电在所述平滑电抗器中的电力能量进行放电。
11.如权利要求4所述的双向DC-DC变换器，其中， 在所述模式期间，对已从所述第二直流电源提供并充电在所述平滑电抗器中的电力能量进行放电。
12.如权利要求5所述的双向DC-DC变换器，其中， 在所述模式期间，对已从所述第二直流电源提供并充电在所述平滑电抗器中的电力能量进行放电。
全文摘要
本发明提供一种双向DC-DC变换器和双向DC-DC变换器的控制方法，具有对与第一电源连接的电压型全桥式电路和与第二电源连接的电流型开关电路进行连接的变压器。在此，将由开关元件和钳位电容器构成的电压钳位电路连接到电流型开关电路上，具有使开关元件协调动作的控制电路，以操纵谐振电抗器中流动的电流。
文档编号H02M3/335GK102624239SQ20121007978
公开日2012年8月1日 申请日期2008年8月19日 优先权日2007年8月28日
发明者岛田尊卫, 庄司浩幸, 谷口辉三彰, 高桥芳秀 申请人:日立计算机机器株式会社