专利名称：开关调节器及其控制电路和控制方法
技术领域：
本发明主要涉及一种电子电路，尤其涉及开关调节器及其控制电路和控制方法。
背景技术：
恒频脉宽调制(pulse width modulation, PWM)开关调节器作为负载点(Point-of-load,P0L)调节器，被广泛应用于电源处理器、输入/输出逻辑芯片、存储器、和/或其它数字电子元器件中。与其他类型的调节器相比，恒频PWM开关调节器具有更高的功率转换效率和更强的设计灵活性。例如，恒频PWM开关调节器可以根据单路输入电压产生多路不同极性的输出电压。大多数情况下，恒频PWM开关调节器可以在稳定状态令人满意地工作。然而，数字电子元器件的功率管理变得范围更加宽泛而且控制门限逐渐降低，其对POL调节器的瞬态性能要求也就更加严格。解决POL调节器瞬态性能的传统控制策略一般基于变频或者准定频控制技术，这些技术与定频的元器件和/或系统不兼容。因此，我们期望在保证稳态恒频运行的同时，改善POL调节器的瞬态性能。
发明内容
针对现有技术中的一个或多个问题，本发明的目的是提供一种开关调节器及其控制电路和控制方法，其能快速响应瞬态变化，具有良好的瞬态性能。为实现上述目的，本发明提供一种用于开关调节器的控制电路，其中开关调节器为负载提供输出电压，包括具有至少一个开关管的开关电路，该控制电路包括电压反馈电路，耦接至开关电路的输出端，基于输出电压和参考电压产生误差信号；振荡器，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至电压反馈电路以接收误差信号，振荡器基于误差信号，在输出端产生时钟信号；PWM控制器，耦接至电压反馈电路和振荡器以接收误差信号和时钟信号，基于误差信号和时钟信号控制开关电路中的至少一个开关管。在本发明的另一个方面，提供一种开关调节器，包括上述述的控制电路。在本发明的又一个方面，提供一种开关调节器的控制方法，其中开关调节器为负载提供输出电压，包括具有至少一个开关管的开关电路，该控制方法包括基于输出电压和参考电压产生误差信号；基于误差信号产生时钟信号；基于误差信号和时钟信号控制开关电路中的至少一个开关管。根据本发明实施例的开关调节器及其控制方法，在瞬态下通过改变时钟信号的瞬时频率和瞬时周期，从而快速地响应瞬态变化。
为了更好地理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述
图I是根据本发明一实施例的PWM开关调节器100的电路原理 图2是根据本发明一实施例的瞬态下表示误差信号和时钟信号的电压分别随时间变化的曲线 图3飞是根据本发明实施例的用于图I所示PWM开关调节器的振荡器的电路原理图； 图6是根据本发明一实施例的多相PWM开关调节器200的电路原理图。
具体实施例方式下面将详细描述本发明的开关调节器、控制方法的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以 下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。在整个说明书中，对“ 一个实施例”、“实施例”、“ 一个示例”或“示例”的提及意味着结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。图I是根据本发明一实施例的PWM开关调节器100的电路原理图。在以下描述中，将PWM开关调节器100描述为电流模式的PWM降压变换器。然而，在其它实施例中，PWM开关调节器100可以是电压模式和/或其他类型合适的PWM开关调节器。在进一步的实施例中，PWM开关调节器100也可以配置为升压变换器、升-降压变换器和/或其它类型合适的结构。在图I所示的实施例中，PWM开关调节器100包括耦接在一起的开关电路102、PWM控制器104、振荡器118、电压反馈电路120、电流比较器116、电感器106、电容器108和负载110 (例如CPU)。例如，电容器108和负载110并联耦接在电感器的输出电压Vo与地之间。尽管在图I中给出了特定的元器件，在其它实施例中，PWM开关调节器100可包括另外的和/或不同的元器件。如图I所示，开关电路102包括第一开关管112a (通常指高侧开关管)和第二开关管112b (通常指低侧开关管)，第一开关管112a和第二开关管112b串联耦接在输入电压Vin与地之间。第一开关管112a具有耦接至输入电压Vin的漏极以及耦接至第二开关管112b和电感器106的源极。第二开关管112b具有耦接至第一开关管112a源极的漏极和耦接至地的源极。第一开关管112a和第二开关管112b的栅极分别耦接至PWM控制器104的第一输出端105a和第二输出端105b。第一开关管112a和第二开关管112b可包括金属氧化物场效应晶体管(MOSFET )、结型场效应晶体管(JFET )和/或其他类型合适的晶体管。PWM控制器104根据输出电压Vo以及流过第一开关管112a的开关电流Isw，可控地控制第一输出端105a和第二输出端105b,以控制第一开关管112a和第二开关管112b的占空比。如图I所示，PWM控制器104具有第一输入端104a和第二输入端104b，其中第一输入端104a耦接至电流比较器116以接收控制信号PW，第二输入端104b耦接至振荡器118的输出端119以接收时钟信号CLK。电压反馈电路120产生与输出电压Vo和参考电压Vref的差值对应的误差信号C0MP。电压反馈电路120还将误差信号COMP提供给振荡器118和电流比较器116。在图示的实施例中，电压反馈电路120包括电压比较器114、限流电阻器121、反馈电容器124和反馈电阻器122。电压比较器114具有第一端114a、第二端114b和输出端114c，其中第一端114a耦接至参考电压Vref。限流电阻器121耦接在输出电压Vo和电压比较器114的第二端114b之间。反馈电容器124与反馈电阻器122串联耦接在电压比较器114的输出端114c和第二端114b之间。在一些实施例中，电压反馈电路120中的一些元器件(例如反馈电容器124)可以省去。在其它实施例中，电压反馈电路120可包括另外的和/或不同的元器件。电流比较器116将检测的开关电流Isw与电压反馈电路120产生的误差信号COMP相比较，产生控制信号PW。电流比较器116将控制信号PW供给PWM控制器104。在图I所 不的实施例中，电流比较器116具有第一端116a和第二端116b,其中第一端116a f禹接至开关电流检测信号Isw，第二端116b耦接至电压比较器114的输出端114c以接收误差信号C0MP。在其它实施例中，电流比较器116还可包括反馈电阻器、电容器和/或其他合适的元器件。振荡器118产生时钟信号CLK，并将时钟信号CLK提供给PWM控制器104。在图I所示的实施例中，振荡器118具有输入端117和输出端119，其中输入端117耦接至电压比较器114的输出端114c，输出端119耦接至PWM控制器104的第二输入端104b。在其它实施例中，振荡器118可耦接至检测的开关电流Isw、PWM开关调节器100中其它合适的元器件、和/或其组合。振荡器118的一些实施例将在后文中参照附图3飞作详细描述。工作时，PWM控制器104根据时钟信号CLK和控制信号PW，交替导通第一开关管112a和第二开关管112b。例如，当时钟信号CLK的脉冲上升沿来临时，在与控制信号PW对应的第一时长内，PWM控制器104导通第一开关管112a并关断第二开关管112b,为电感器106和电容器108充电。第一时长结束后，PWM控制器104关断第一开关管112a并导通第二开关管112b，使得在第二时长内，电流经电感器106、电感器108和第二开关管112b续流。以上动作不断重复，为负载110提供所需的输出电压。与传统的具有恒定工作频率的PWM器件不同，本发明实施例的PWM开关调节器100中的振荡器118产生调制的时钟信号CLK，该时钟信号CLK在稳态时频率保持不变，在瞬态时频率可变。以下所称“稳态” 一般指系统的所有变量不随时间变化，所称“瞬态” 一般指系统的变量发生改变而系统没有达到稳态。频率可变的时钟信号CLK有助于快速响应瞬态变化，从而使PWM开关调节器100获得更好的瞬态性能。图2是根据本发明一实施例的瞬态下表示误差信号COMP和时钟信号CLK的电压分别随时间变化的曲线图。如图2所示，在第一稳态(即图2中的第一时间段)中，误差信号COMP保持第一稳态值COMPl，因此图I中的振荡器118产生具有恒定频率的时钟信号CLK，该时钟信号CLK的频率与恒定误差信号COMP相对应。在tl时刻，负载110增大，说明进入瞬态(即图2中的第二时间段)。此时，由于负载110的需求增加，输出电压Vo随时间降低，电压反馈电路120产生的误差信号COMP从第一稳态值COMPl随时间开始增大。由于误差信号COMP增大，振荡器118产生频率较高的时钟信号CLK。基于频率较高的时钟信号CLK和控制信号PW，PWM控制器104以与第一稳态相比更长的脉冲宽度和更高的频率导通第一开关管102a，为电感器106和电容器108充电。PWM控制器104也以更短的脉冲宽度和更高的频率来导通第二开关管112b。因此，输出电压Vo增大，误差信号COMP随时间减小直到在时刻t2进入第二稳态(即第三时间段)。因为PWM开关调节器100的时钟信号CLK的频率增大，输出电压No与误差信号COMP达到第二稳态的速度比传统元器件快，从而使PWM开关调节器100获得更好的瞬态性能。如图2所示，误差信号COMP实际上超过了它的第二稳态值C0MP2。尽管前面所述的振荡器118基于电压反馈电路120的误差信号COMP来调制时钟信号CLK的频率，在其它实施例中，振荡器118可基于检测的开关电流Isw、PWM开关调节器100中其他合适的工作参数和或其组合来调制时钟信号CLK的频率。在进一步的实施例中， 振荡器118可以省略，可采用PWM控制器104中数字信号的上升沿作为时钟信号，并直接将误差信号COMP供给PWM控制器104来调制该数字信号的上升沿。图3飞是根据本发明实施例的用于图I所示PWM开关调节器的振荡器的电路原理图。图3和图4给出了通过调节施加在振荡电容器上的充/放电电压来控制时钟信号CLK的瞬时周期的技术。图5是通过调节为振荡电容器充电的振荡电流源来控制时钟信号CLK的瞬时周期的技术。尽管在图3 图5中给出了振荡器118的特定实施例，本领域的技术人员应当理解，振荡器118可以具有其他的和/或不同的实施方式。图3给出第一实施例，其中振荡器118包括彼此耦接在一起的充电开关管132、振荡电容器134、振荡电流源136、振荡比较器138、单稳态电路140、分压电阻器142以及电阻电流源144。充电开关管132具有漏极132a、源极132b和栅极132c。充电开关管132的漏极132a耦接至振荡器的输入端117以接收误差信号C0MP，充电开关管132的源极132b在节点A耦接至振荡电容器134、振荡电流源136以及振荡比较器138的第一输入端138a。充电开关管132的栅极132c耦接至单稳态电路140的输出端。充电开关管132可包括M0SFET、JFET和/或其他类型合适的固态开关管。分压电阻器142与电阻电流源144串联耦接在误差信号COMP和地之间。因此，比较信号等于振荡器118中节点B的电压VB，电压匕可表示为
V =V - iR
vB r CCMP
其中，Kaap为振荡器输入端117的电压，为分压电阻器142的电阻值，i为电阻电流源144的电流。振荡电容器134与振荡电流源136并联耦接在充电开关管132的源极132b和地之间。振荡比较器138具有第一输入端138a和第二输入端138b,其中第一输入端138a在节点A耦接至充电开关管132的源极132b，第二输入端138b在节点B耦接至分压电阻器142。这样，振荡比较器138比较节点A和节点B处的电压(分别表示为Va和匕)，并将比较结果经输出端138c提供给单稳态电路140。在图示的实施例中，第一输入端138a为正向输入端,第二输入端138b为反向输入端。在其它实施例中,第一输入端138a和第二输入端138b可具有其他合适的结构。
工作时，振荡器输出端119的时钟信号CLK的瞬时频率(或者瞬时周期)与振荡电容器134的放电速率以及节点B的电压值匕有关。最初，充电开关管132处于开路或者关断状态。振荡电流源136为振荡电容器134放电，直到振荡电容器134的电压Vcapacitor等于B节点的电压Vs。一旦振荡电容器134的电压Vcapacitor小于B节点的电压匕，振荡比较器138触发单稳态电路140产生作为时钟信号CLK的脉冲。单稳态电路140产生的脉冲导通或者关闭充电开关管132，以将振荡电容器134充电至误差信号电压Kaap，然后重复上述过程，产生周期性的时钟信号CLK。如上所述，节点B的电压Vb由误差信号电压Vcomp来确定，误差信号电压Vcomp的突然增大会导致B节点的电压V,增大。因此，将放电电容器134的电压下降至小于B节点的电压VB，使得振荡比较器138触发单稳态电路140所需要的时间更短。相应地，时钟信号CLK的瞬时周期可以被缩短，以有助于改善图I中PWM开关调节器100的瞬态性能。在图3中，充电开关管132被关闭时,米用误差信号电压Kaaffl对振荡电容器134充电。在其它实施例中，振荡电容器134可米用其他合适的电压源(未画出)来充电。例如,在一个实施例中，振荡电容器134采用恒定的参考电压来充电。如上所述，随着误差信号电压Vcoup的增大，B节点的电压Vs也增大。这样将电容器的电压Vcapacjtor从恒定的参考电压下降至小于B节点的电压匕所需要的时间会缩短，从而减小时钟信号CLK的瞬时周期。图4是振荡器118的第二个实施例，其中B节点的电压匕高于误差信号电压Vcompo如图4所示，电阻电流源144和分压电阻器142串联耦接在电源电压匕和误差信号电压之间，因此，节点B的电压匕可表示为
^ S=^ COMP +
振荡电流源136在节点A耦接至振荡电容器134、充电开关管132的漏极132a和振荡比较器138的第二输入端138b。充电开关管132的源极132b耦接至误差信号电压Vcmpo图4所示的振荡器118的工作原理与图3中的振荡器类似，在此不再赘述。图5是振荡器118的又一个实施例，其中通过调节振荡电流源136来控制时钟信号CLK的瞬时周期。与图4所示的振荡器118的实施例不同，图5所示的振荡比较器138的第二输入端138b耦接至恒定的振荡参考电压。如图5所示，振荡器118还包括电流设定电路146。电流设定电路146包括电流开关管150和电流比较器152，电流开关管150具有耦接至电阻电流源144的漏极150a和耦接至分压电阻器142的源极150b。电流比较器152包括耦接至误差信号电压Vcomp的第一输入端152a、耦接至分压电阻器142的第二输入端152b以及耦接至电流开关管150的栅极的输出端152c。工作时，分压电阻器142两端的电压被调节至等于误差信号电压匕 。因此，误差信号电压Kaar设定流过分压电阻器142的电流水平。误差信号电压Vcomp设定的电流水平通过电流镜147和/或其他合适的元器件被镜像至振荡器电流源136，因此，当误差信号电压增大，振荡电流源136提供的充电电流也增大，使得时钟信号CLK的瞬时周期变短，瞬时频率升高。当误差信号电压Kaap减小，时钟信号CLK的瞬时周期被拉长，瞬时频率降低。尽管图I中PWM开关调节器100为单相开关调节器，多相的PWM开关调节器同样也适用本发明。例如，图6根据本发明一实施例的多相PWM开关调节器200的电路原理图。如图6所示，与图I中所示的PWM开关调节器100不同，PWM开关调节器200包括分别耦接至第一、第二和第三PWM控制器104a、104b和104c的第一、第二和第三分相器109a、109b和109c、开关电路102a、102b和102c以及电感器106a、106b和106c。每个分相器分别在不同的相位选择性地使能对应的PWM控制器。尽管图6中给出了三相PWM开关调节器，在其它实施例中，本发明可以应用于两相和/或其他任意类型合适的多相开关调节器。上述的一些特定实施例仅仅以示例性的方式对本发明进行说明，这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发 明的精神和保护范围。
权利要求
1.一种用于开关调节器的控制电路，其中开关调节器为负载提供输出电压，包括具有至少一个开关管的开关电路，该控制电路包括 电压反馈电路，耦接至开关电路的输出端，基于输出电压和参考电压产生误差信号；振荡器，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至电压反馈电路以接收误差信号，振荡器基于误差信号，在输出端产生时钟信号； PWM控制器，耦接至电压反馈电路和振荡器以接收误差信号和时钟信号，基于误差信号和时钟信号控制开关电路中的至少一个开关管。
2.如权利要求I所述的控制电路，其中振荡器包括 充电开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至误差信号或参考电压；振荡电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至充电开关管的第二端，第二端耦接至地； 振荡比较器，具有第一端、第二端和输出端，其中第一端耦接至振荡电容器的第一端； 振荡电流源，与振荡电容器并联； 单稳态电路，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至振荡比较器的输出端，输出端耦接至充电开关管的控制端并用作振荡器的输出端；以及 分压电阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至误差信号，第二端耦接至振荡比较器的第二端。
3.如权利要求2所述的控制电路，其中振荡器进一步包括 电阻电流源，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至分压电阻器的第二端，第二端接地。
4.如权利要求I所述的控制电路，其中振荡器包括 振荡电流源，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电源电压； 充电开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至振荡电流源的第二端，第二端耦接至误差信号； 振荡电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至振荡电流源的第二端，第二端耦接至地； 振荡比较器，具有第一端、第二端和输出端，其中第一端耦接至振荡电容器的第一端；单稳态电路，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至振荡比较器的输出端，输出端耦接至充电开关管的控制端并用作振荡器的输出端；以及 分压电阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至振荡比较器的第二端，第二端耦接至误差信号。
5.如权利要求4所述的控制电路，其中振荡器进一步包括 电阻电流源，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至参考电压，第二端耦接至分压电阻器的第一端。
6.如权利要求I所述的控制电路，其中振荡器包括 电流设定电路，耦接至误差信号，用于产生与误差信号相对应的第一电流； 电流镜，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电流设定电路以接收第一电流，电流镜在第二端产生与第一电流成比例的第二电流； 振荡电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电流镜的第二端以接收第二电流，第二端耦接至地； 充电开关管，与振荡电容器并联； 振荡比较器，具有第一端、第二端和输出端，其中第一端耦接至振荡电容器的第一端，第二端耦接至振荡参考电压；以及 单稳态电路，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至振荡比较器的输出端，输出端耦接至充电开关管的控制端并用作振荡器的输出端。
7.一种开关调节器，包括如权利要求I至6中任一项所述的控制电路。
8.如权利要求7所述的开关调节器，其中 开关电路包括 第一开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至输入电压，控制端耦接至PWM控制器； 第二开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一开关管的第二端，第二端接地，控制端耦接至PWM控制器； 所述控制电路进一步包括 电流比较器，耦接至电压反馈电路和第一开关管，基于误差信号和流过第一开关管的电流，产生控制信号，并将该控制信号提供至PWM控制器； 其中PWM控制器基于控制信号调节第一和第二开关管的占空比。
9.一种开关调节器的控制方法，其中开关调节器为负载提供输出电压，包括具有至少一个开关管的开关电路，该控制方法包括 基于输出电压和参考电压产生误差信号； 基于误差信号产生时钟信号； 基于误差信号和时钟信号控制开关电路中的至少一个开关管。
10.如权利要求9所述的控制方法，其中基于误差信号产生时钟信号的步骤包括 将振荡电容器充电至参考电压或误差信号； 对振荡电容器进行放电； 将振荡电容器两端的电压和与误差信号相关的比较信号进行比较，以产生时钟信号。
11.如权利要求9所述的控制方法，其中基于误差信号产生时钟信号的步骤包括 采用与参考电压相关的电流对振荡电容器进行充电； 将振荡电容器两端的电压和与振荡参考电压进行比较，以产生时钟信号。
全文摘要
本发明公开了一种开关调节器及其控制电路和控制方法。在一个实施例中，开关调节器为负载提供输出电压，包括具有至少一个开关管的开关电路，该控制电路包括电压反馈电路，耦接至开关电路的输出端，基于输出电压和参考电压产生误差信号；振荡器，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至电压反馈电路以接收误差信号，振荡器基于误差信号，在输出端产生时钟信号；PWM控制器，耦接至电压反馈电路和振荡器以接收误差信号和时钟信号，基于误差信号和时钟信号控制开关电路中的至少一个开关管。
文档编号H02M3/156GK102684491SQ201210141619
公开日2012年9月19日 申请日期2012年5月9日 优先权日2011年5月10日
发明者徐鹏 申请人:成都芯源系统有限公司