一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法
【专利摘要】本发明公开一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，变换器连接直流输入电源和负载，包括两个原边二极管，第一至第四开关管，谐振单元，第一至第二整流二极管，两个滤波电容，谐振单元连接四个开关管构成的桥臂与两个整流二极管和两个滤波电容构成的整流单元。本发明可实现开关管近似零电压关断以及整流二极管的零电流关断，可大幅降低损耗，同时所有开关器件的电压应力均不大于输出电压的二分之一，并且采用了定频控制有利于磁性元件的设计，可用于大功率升压场合。
【专利说明】-种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及直流变换器领域，特别涉及一种可应用于大功率升压场合的定频式准 谐振变换器的控制方法。
【背景技术】
[0002] 风力发电是当今世界发展最快的新能源利用形式之一，海上风力发电因具有不占 用陆上±地、风能资源丰富等特点而受到世界沿海各国的普遍重视。随着海上风电场容量 的不断增加W及离岸距离的增大，采用高压直流化i曲Voltage Direct化rrent，HVDC) 输电已成为必然趋势。HVDC输电具有不受容性电流影响、可调节有功和无功功率输出等优 点，但传统的基于中压交流母线的海上风电场系统，需要采用体积巨大、笨重的工频升压变 压器，对风机培架W及海上换流站平台的建设提出了很高要求。针对上述缺点，近年来国内 外兴起了对基于中压直流母线海上风电场系统的研究，通过利用高压大功率升压直流变换 器替代传统的工频升压变压器，可大大减小系统体积和重量。高压大功率升压直流变换器 是该系统中的关键核也部件，风机产生的电能都需要通过它进行电压变换和功率传输损耗 是大功率传输。
[0003] 目前国内外学者均对该系统中的高压大功率升压直流变换器开展了一些研究，先 后提出了多种可行的拓扑电路。模块组合多电平直流变换器非常适合应用于高压大功率场 合，该种变换器通过中频变压器将两个模块组合多电平变换器连接起来，其主要缺点是大 功率高电压中频变压器的制造极其困难。文献"Multiple mo化Ie hi曲gain hi曲vo；Uage DC-DC transformers for offshore wind energy systems"提出了一种由一个 Boost 变 换器和一个Buck/Boost变换器输入并联输出串联的结构，开关器件和二极管的电压和电 流应力相对减小。但由于开关器件的硬开关和二极管的反向恢复损耗导致了变换器效率较 低。文献"Analysis and comparison of medium voltage high power DC/DC converters 化r offshore wind energy systems"提出了一种基于谐振开关电容的直流升压变换器， 可W实现开关管的软开关和模块化结构，但是其不仅输出电压调整率较差而且需要大量电 容器。英国阿伯了大学的Jovcic教授在文献"St巧-up dc-dc converter for megawatt size applications"中提出了一种新型的谐振升压变换器，不但可W实现开关器件的软开 关和避免二极管的反向恢复问题，还可实现很高的升压比。但该类谐振升压变换器也存在 如下一些不足；开关器件都需要具有反向电压阻断能力；谐振电容、谐振电感和所有开关 器件的电压应力都近似为输出电压；谐振电感单向磁化，磁芯利用率不高，导致谐振电感体 积和重量都较大，损耗也相应增加。
[0004] 申请号为201410232840. 0的专利文献提出一种适用于高压大功率场合的谐振升 压直直变换器并详细说明了其采用变频控制的工作模态。在变频控制方式下，该谐振升压 变换器既实现了输出升压又实现了开关管的近似零电压关断和整流二极管的零电流关断， 同时使得谐振单元和开关器件的电压应力不超过输出电压的二分之一。但是，由于采用了 变频控制，磁性元件的设计要求较高。
【发明内容】
[0005] 本发明基于现有谐振升压直直变换器拓扑，提出一种适用于大功率的定频式准谐 振升压变换器的控制方法，该控制方法保留原控制方法优点的同时还有利于磁性元件的设 计。
[0006] 本发明的技术方案如下：
[0007] -种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，其一个控制周期分为 连续的12个阶段，其中后半个周期的6个阶段与前半个周期的6个阶段是完全类似的，下 面给出前半个周期的6个阶段：
[000引第一阶段；;
[0009] 在t。时刻开通第一开关管和第四开关管，谐振电容两端电压V& = Vw输入电压加 在谐振电感两端，向谐振电感储能，ib从I。线性增加，负载电流由第一滤波电容与第二滤 波电容提供，ti时刻ib增加到Ii ;
[0010] 第二阶段；;
[0011] 在ti时刻关断第一开关管，此后谐振电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容 向谐振电感放电，V&从Vh开始下降，ib从Ii谐振增加，与此同时第一开关管的结电容充 电，第H开关管的结电容放电，此开关模态持续到t2时刻，Va和第H开关管两端电压都降 到零，ib达到其最大值；
[0012] 第二阶段；t2<t<t3 ;
[0013] 在t,时刻Vac = 0,谐振电感通过第四开关管和第H开关管的反并二极管续流，整 个模态中谐振电感两端的电压为0, ib保持不变；
[0014] 第四阶段；t3<t<ts ;
[0015] 在t3时刻，第四开关管关断，此后谐振电感和谐振电容发生谐振，到t4时刻，第四 开关管的两端电压上升到Vw第二开关管的两端电压近似减小到0,此后谐振电感继续对 谐振电容进行反向充电，Va从-Vh继续负向增加，ib继续谐振下降，此时输入阻断第二原 边二极管将承受反向电压，第四开关管的两端电压从Vh继续上升；第一开关管两端电压保 持在Vh ;到tg时刻，心=-vy2, ib下降到Is ;此时第四开关管两端电压上升到vy2,而第 二原边二极管两端电压上升到vy2 - Vh;
[0016] 第五阶段；ts<t<te ;
[0017] 在ts时刻V& = -vy2,第一整流二极管自然导通，ib流过第一整流二极管给第一 滤波电容充电，并提供负载电流，Va保持不变，ib线性下降，直到te时刻，ib = 〇,此开关 模态结束；
[001引第六阶段；te<t<t7 ;
[001引在te时刻，ib下降到零，此后谐振电感与谐振电容发生并联谐振，即谐振电容 向谐振电感放电，心从-vy2开始正向上升，ib从零开始负向谐振增加，直到t,时刻，心 二-Vi。，iy：二-I"此开关板态结束。
[0020] 本发明的有益技术效果是：
[0021] 本发明的适用于大功率的定频式准谐振升压变换器具有很高的电压增益，可实现 开关管的零电压开通和近似零电压关断W及整流二极管的零电流关断，同时谐振变换器的 谐振单元和开关器件的电压应力不超过输出电压的二分之一；在实现升压功能的同时，使 每个开关管和二极管都实现了软开关，有效减小了损耗，具有很高的效率，适合于大功率传 输，另外采用了定频控制，有利于磁性元件设计。
【专利附图】
【附图说明】
[0022] 图1是所举实施例的定频式准谐振升压变换器拓扑结构图。
[0023] 图2是图1所示电路相关元件工作波形示意图。
[0024] 图3是图1所示电路第一阶段工作模态示意图。
[00巧]图4是图1所示电路第二阶段工作模态示意图。
[0026] 图5是图1所示电路第H阶段工作模态示意图。
[0027] 图6是图1所示电路第四阶段工作模态示意图。
[0028] 图7是图1所示电路第五阶段工作模态示意图。
[0029] 图8是图1所示电路第六阶段工作模态示意图。
[0030] 图9是图1所示电路实例仿真波形图。
【具体实施方式】
[0031] 下面结合附图对本发明的【具体实施方式】做进一步说明。
[003引图1为本发明的一个实施例电路拓扑结构图。如图1所示，本发明的适用于高压 大功率场合的定频式准谐振升压变换器，包括全桥逆变电路、谐振单元W及整流单元。全桥 逆变电路的输入端连接直流输入电源Vw全桥逆变电路的输出端连接整流单元的输入端， 整流单元的输出端连接负载町，谐振单元与全桥逆变电路的输出端W及整流单元的输入端 并联连接。其中，全桥逆变电路包括第一至第四开关管Qi?94、第一原边二极管Dbi W及第 二原边二极管Db2。第一原边二极管Dbi、第一开关管Qi、第H开关管依次串联构成第一支 路；第二原边二极管Db2、第二开关管02、第四开关管Qa依次串联构成第二支路；第一支路W 及第二支路并联在直流输入电源Vh两端。整流单元包括第一整流二极管恥、第二整流二 极管成2、第一滤波电容Cl W及第二滤波电容C2。第一整流二极管Dw和第二整流二极管成2 正向串联连接构成第H支路；第一滤波电容Cl和第二滤波电容C2串联连接构成第四支路； 第H支路和第四支路并联在负载咕两端。谐振单元为由谐振电感Lf和谐振电容Cf构成的 LC并联谐振电路。LC并联谐振电路的一端连在第一开关管Qi和第H开关管Qs的相接端， 同时连在第一滤波电Cl和第二滤波电容C,的相接端；LC并联谐振电路的另一端连在第二 开关管Qs和第四开关管Qa的相接端，同时连在第一整流二极管Dm和第二整流二极管成2的 相接端。同时，第一原边二极管Dbi的阳极接在直流输入电源Vh的正极，阴极接在第一开关 管Qi ;第二原边二极管化2的阳极接在直流输入电源Vh的正极，阴极接在第二开关管(? ;直 流输入电源Vh负极接在第H开关管Qs和第四开关管Qa相接端。第一滤波电容。第一端 接在第一整流二极管恥1的阴极，第一滤波电容Cl第二端接在谐振单元的一端；第二滤波电 容C2第一端接在第二整流二极管成2的阳极，第二滤波电容C2第二端接在谐振单元的一端。
[0033] 下面对本发明的适用于高压大功率场合的定频式准谐振升压变换器控制方法进 行详细说明。
[0034] 如图2、图3所示，第一阶段；
[003引在t。时刻开通第一开关管Qi和第四开关管Q4,谐振电容Cf两端电压Va = Vw直 流输入电源Vh加在谐振电感Lf两端，向谐振电感Lf储能，ib从I。线性增加，负载电流由 第一滤波电容Cl与第二滤波电容Cs提供，ti时刻ib增加到Ii。
[003引如图2、图4所示，第二阶段；
[0037] 在ti时刻关断第一开关管Qi,此后谐振电感Lf与谐振电容Cf发生并联谐振，即谐 振电容Cf向谐振电感Lf放电，心从Vh开始下降，ib从Ii谐振增加，与此同时第一开关管 Qi的结电容充电，第H开关管的结电容放电，由于谐振电容Cf比开关管的结电容大很多， 第一开关管Qi两端电压缓慢上升，实现了近似零电压关断。
[003引到t2时刻，心和第立开关管Qs两端电压都降到零，ib达到其最大值，此后第立开 关管Qs具备了零电压导通的条件。
[00測如图2、图5所示，第H阶段；t2<t<t3
[0040] 在该个模态中Vac = 0,变换器工作于零状态，谐振电感Lf通过第四开关管Q4和第 H开关管Qs的反并二极管续流，由于整个模态中谐振电感Lf两端的电压为0,所W ib保持 不变。
[0041] 如图2、图6所示，第四阶段；t3<t<ts
[004引在t3时刻，第四开关管Q4关断，此后谐振电感Lf和谐振电容Cf发生谐振，到t4时 亥IJ，第四开关管Qa的两端电压上升到Vw第二开关管化的两端电压近似减小到0,此后第二 开关管化具备了零电压导通条件。此后谐振电感Lf继续对谐振电容Cf进行反向充电，Va 从-Vh继续负向增加，ib继续谐振下降，此时输入阻断第二原边二极管化2将承受反向电 压，第四开关管Q4的两端电压从Vh继续上升。第一开关管Qi两端电压保持在Vi。。
[004引直到tg时刻，V& = -Vy2, ib下降到13。此时第四开关管Q4两端电压上升到Vd/2， 而第二原边二极管化2两端电压上升到vy2 - Vi。。可见，在ti?t3该段时间内，只是谐振 电感Lf和谐振电容Cf之间进行能量交换，但谐振电感Lf和谐振电容Cf上的总能量不变，
[0044] 如图2、图7所示，第五阶段；ts<t<t6
[0045] ts时刻V& = -Vy2,第一整流二极管Dm自然导通，ib流过第一整流二极管恥给 第一滤波电容Cl充电，并提供负载电流，V&保持不变，ib线性下降，直到te时刻，ib = 0， 此开关模态结束。
[004引如图2、图8所示，第六阶段；te<t<t7
[0047] 在te时刻，ib下降到零，第一整流二极管恥实现零电流关断，此后谐振电感Lf与 谐振电容Cf发生并联谐振，即谐振电容Cf向谐振电感Lf放电，V&从-vy2开始正向上升， ib从零开始负向谐振增加，直到t,时刻，心=-Vw ib = -14,此开关模态结束。在该段时 间内，谐振电感Lf和谐振电容Cf上的总能量保持不变。
[0048] 下面通过一个具体的例子来阐述本发明技术方案：
[0049] 本发明给出了该定频式准谐振升压变换器的仿真实例，具体仿真参数如下：
[0050]
【权利要求】
1. 一种适用于大功率的定频式准谐振升压变换器的控制方法，其特征在于：所述控制 方法的一个控制周期分为连续的12个阶段，其中后半个周期的6个阶段与前半个周期的6 个阶段是完全类似的，下面给出前半个周期的6个阶段： 第一阶段：t/iXti ; 在h时刻开通第一开关管似）和第四开关管（Q4)，谐振电容（(；）两端电压= Vin， 输入电压（Vin)加在谐振电感（L,)两端，向谐振电感（L,)储能，k从^线性增加，负载电 流由第一滤波电容（CJ与第二滤波电容（C2)提供，h时刻L增加到; 第二阶段小〈丨〈七2 ; 在&时刻关断第一开关管（QD，此后谐振电感（LJ与谐振电容（(；）发生并联谐振，即 谐振电容（(；）向谐振电感（LJ放电，从Vin开始下降，U从谐振增加，与此同时第一 开关管（QD的结电容充电，第三开关管（Q3)的结电容放电，此开关模态持续到t2时刻，v &和第三开关管（Q3)两端电压都降到零，U达到其最大值； 第二阶段：t2〈t〈t3; 在t2时刻Vab = 0,谐振电感（LJ通过第四开关管（Q4)和第三开关管（Q3)的反并二极 管续流，整个模态中谐振电感（LJ两端的电压为0, 保持不变； 第四阶段：t3〈t〈t5; 在&时刻，第四开关管（Q4)关断，此后谐振电感（Lr)和谐振电容（(；）发生谐振，到t 4时刻，第四开关管（Q4)的两端电压上升到Vin，第二开关管（Q2)的两端电压近似减小到0， 此后谐振电感继续对谐振电容（(；）进行反向充电，￥&从^^继续负向增加，U继续 谐振下降，此时输入阻断第二原边二极管（Db2)将承受反向电压，第四开关管（Q4)的两端电 压从Vin继续上升；第一开关管（QJ两端电压保持在Vin ;到t5时刻，=，。/2, U下降 至IJ13 ;此时第四开关管（Q4)两端电压上升到V。/%而第二原边二极管（Db2)两端电压上升到 V〇/2 - Vin ； 第五阶段：t5〈t〈t6 ; 在t5时刻= -V/2,第一整流二极管（DK1)自然导通，U流过第一整流二极管（DK1) 给第一滤波电容（Q)充电，并提供负载电流，保持不变，线性下降，直到t6时刻， =0,此开关|吴态结束； 第六阶段：t6〈t〈t7; 在七6时刻，k下降到零，此后谐振电感（L,)与谐振电容（C,)发生并联谐振，即谐振电 容（CJ向谐振电感（LJ放电，￥&从-￥。/2开始正向上升，从零开始负向谐振增加，直到 t7时刻，v& = -Vin，U = _14，此开关模态结束。
【文档编号】H02M3/338GK104362858SQ201410618266
【公开日】2015年2月18日 申请日期:2014年11月5日 优先权日:2014年11月5日
【发明者】陈武, 吴小刚, 刘斌, 吴鸿亮 申请人:无锡中汇汽车电子科技有限公司