电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置的制作方法

本发明涉及从商用电源变换为要对压缩机的电动机供给的电力的电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置。

背景技术：

以往，作为驱动空调装置的压缩机的电动机的大容量的逆变器电路，使用由三相全波整流电路生成逆变器驱动用的直流电压的方式。在该空调装置中，此前为了提高额定制冷/制暖运行时的能耗效率(COP：性能系数)或一年的全年能耗效率(APF：年度性能系数)，将压缩机用的电动机设计成在空调装置的额定运行所使用的转速附近使感应电压(逆电动势)达到与商用电源同等程度的趋势居多。在该情况下，在超过该转速的高速旋转域运行时(例如超负荷运行时)，逆变器电路无法输出大致商用电源以上的电压，所以由于输出电压的饱和而压缩机的电动机的电流增大，由于电动机功率降低、逆变器电路的损耗增加而电力变换装置的功率降低。另外，由于压缩机的电动机所使用的磁铁的消磁耐力(constraints on demagnetization)、逆变器电路所使用的半导体的容许电流、容许温度的制约，有时运行范围变窄。

作为对上述课题的应对，为了实现电动机的高效率的驱动化、运行范围的扩大，提出有具备扩大逆变器电路的输出电压的范围的升压电路的电力变换装置(例如，参照专利文献1)。

在该专利文献1所记载的电力变换装置中，在整流电路与逆变器电路之间设置有具备电抗器、防逆流二极管以及开关元件的升压电路，升压电路对由整流电路整流过的直流电压进行升压。

在升压电路中，在开关元件的接通(ON)期间将能量蓄积到电抗器，在断开(OFF)期间释放所蓄积的能量而对直流电压进行升压。通过接通开关元件的时间(占空比)控制来自升压电路的直流电压。而且，通过控制升压电路的开关元件的占空比，施加于电动机的电压增大，能够通过抑制电动机电流来提高效率以及扩大电动机的运行区域。

专利文献1：日本特开2012-196142号(第6页以及图1、图2)

技术实现要素：

在大容量级(例如，超过10kW)的压缩机的驱动中，在使用专利文献1记载的升压电路对直流电压升压的情况下、或将升压率设定得较高(例如，1.5倍以上)而进行升压等的情况下，电抗器需要大的能量，但在该情况下，存在伴随电抗器的发热的大型化以及成本增加等课题。

另外，因为升压电路的半导体损耗增加，所以存在伴随功率模块的大型化、冷却部件的高性能化而成本增加的课题。

另外，在空调装置中，为了提高一年的全年能耗效率(APF)，以使升压电路仅在必要的区域动作而在不必要的区域停止的方式动作，所以存在为了抑制升压电路停止时的高次谐波电流的产生而需要在某种程度上确保电抗器的L值，从而导致电抗器大型化这样的课题。

本发明是为了解决上述这样的课题而完成的，第1目的是获得一种电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置，所述电力变换装置即使当在大容量级的压缩机的驱动中应用升压电路的情况下，也能够抑制高次谐波电流的产生，并且实现电抗器的小型化和低成本化。

第2的目的是获得一种能够实现功率模块的小型化和低成本化的电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置。

本发明的电力变换装置具备：整流电路，对来自交流电源的交流电压进行整流；升压电路，对由整流电路整流过的输入电压进行升压；平滑电容器，使升压电路的输出平滑；逆变器控制部，生成PWM信号；逆变器电路，根据PWM信号的输入将由平滑电容器平滑过的直流电压变换为交流电压，并将该交流电压供给到电动机；升压模式切换部，具有用于选择输入电压的升压电平的至少3个升压模式，根据为了控制制冷循环而确定的电动机的运行状态来切换升压模式；以及升压控制部，根据升压模式切换部的切换而控制升压电路。

根据本发明，根据电动机的运行状态而从至少3个升压模式中选择升压电路的升压。由此，能够实现构成升压电路的电抗器、多个开关元件等的小型化和低成本化。另外，能够使升压比增加，能够进一步扩大电动机的运行范围。

附图说明

图1是本发明的实施方式的电力变换装置的概略结构图。

图2是示出对每个升压模式设定的开关模式的组合的图。

图3是示出驱动图1的多级斩波器电路的第1开关元件以及第2开关元件的开关模式的图。

图4是图1示出的MLC电路的放大图。

图5是示出MLC电路中的每个升压模式的母线电压的母线电压电平的图。

附图标记说明

1：商用电源；2：三相整流器；3：MLC电路；4：平滑电容器；5：逆变器电路；6：压缩机的电动机；7：控制电路；7a：输入电流AD变换部；7b：母线电压AD变换部；7c：电动机电流AD变换部；7d：升压模式切换部；7e：MLC控制部；7g：调制度运算部；7f：逆变器控制部；8：MLC驱动电路；9：逆变器驱动电路；10：输入电流检测部；11：电动机电流检测部；12：差动放大器；Tr1：第1开关元件；Tr2：第2开关元件；D1：第1二极管；D2：第2二极管；C：电容器；20：电力变换装置。

具体实施方式

以下，利用附图对本发明的电力变换装置以及具备该电力变换装置的空调装置的实施方式进行说明。

图1是本发明的实施方式的电力变换装置的概略结构图，图2是示出对每个升压模式设定的开关模式的组合的图，图3是示出驱动图1的多级斩波器电路的第1开关元件以及第2开关元件的开关模式的图。

在图1中，电力变换装置20具备连接于商用电源1的三相整流器2、作为升压电路的多级斩波器电路3(以下称为“MLC电路3”)、连接于MLC电路3的输出间的平滑电容器4、连接于平滑电容器4的两极间的逆变器电路5、控制电路7、MLC驱动电路8以及逆变器电路5。在逆变器电路5的输出侧，连接有空调装置的压缩机的电动机6。压缩机具备压缩机构部，该压缩机构部通过电动机6的旋转来压缩制冷剂回路上的制冷剂。

三相整流器2是桥连接6个整流二极管而构成的，是对商用电源1的交流电压(例如AC200V或者AC400V)进行整流的三相全波整流器。MLC电路3具备串联连接在三相整流器2的输出间的电抗器L、第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2、插入于电抗器L和第1开关元件Tr1的连接点与平滑电容器4之间的串联连接的第1二极管D1以及第2二极管D2(防止逆流用二极管)、与第2二极管D2以及第1开关元件Tr1并联连接的电容器C。该MLC电路3根据来自MLC驱动电路8的开关信号，对由三相整流器2整流过的直流电压升压。

第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2和第1二极管D1以及第2二极管D2例如由带隙比硅(Si)元素大的碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石成分等的宽带隙半导体构成。通过由宽带隙半导体构成第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2与第1二极管D1以及第2二极管D2，与使用以往使用的Si系开关元件的情况相比，能够实现损耗降低。此外，对第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2也可以使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅门极晶体管)等半导体元件而不使用三极管。另外，对第1二极管D1以及第2二极管D2也可以使用快速恢复二极管这样的元件。

平滑电容器4对来自MLC电路3的输出进行平滑化并充电。逆变器电路5包括三相桥连接的开关元件(例如IGBT)和二极管，该二极管分别与各开关元件反向并联连接，使电动机电流环流。该逆变器电路5根据来自逆变器驱动电路9的PWM信号，将由平滑电容器4平滑过的直流电压(以下称为“母线电压Vdc1”)变换为三相交流电力，供给到压缩机的电动机6(例如DC无刷电动机)。

此外，对逆变器电路5的开关元件也可以与所述第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2同样地，使用碳化硅(SiC)元素等宽带隙半导体而不使用硅(Si)。

在电抗器L的输入侧设置输入电流检测部10，所述输入电流检测部10检测输入到电抗器L的输入电流Idc1，并且设置有检测来自逆变器电路5的电动机电流Iu、Iw的电动机电流检测部11。另外，设置有母线电压检测部12，其检测通过向平滑电容器4充电而在两极之间产生的母线电压Vdc1。

控制电路7具备将由输入电流检测部10检测出的输入电流Idc1变换为数字量的输入电流AD变换部7a、将来自差动放大器12的母线电压Vdc1变换为数字量的母线电压AD变换部7b、将由电动机电流检测部11检测出的电动机电流Iu、Iw变换为数字量的电动机电流AD变换部7c、升压模式切换部7d、MLC控制部7e、逆变器控制部7f以及调制度运算部7g等。

升压模式切换部7d根据压缩机的电动机6的运行状态，选择使输入电压Vdc的升压电平变化的升压模式。作为升压模式例如分为如下模式：对输入电压Vdc不进行升压的升压模式0；将输入电压Vdc进行微升压(例如，20V左右)而作为母线电压Vdc1的升压模式1；将输入电压Vdc升压至2倍而作为母线电压Vdc1的升压模式2；将升压至超过输入电压Vdc的2倍的电压而作为母线电压Vdc1的升压模式3。此外，在升压模式0时，第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2这两方为断开状态，仅由逆变器控制部7f控制压缩机的电动机6。例如为了控制制冷循环以使得室内的温度成为作为目标的温度而确定电动机6的转速。

使用表示压缩机的负载状态的以下参数来进行升压模式的切换。此外，在说明电力变换装置20的MLC控制部7e以及MLC电路3的动作时，对升压模式的切换进行详细叙述。

1.电动机6的转速

2.输入电流Idc1

3.调制度

4.母线电压Vdc1

5.电动机电流Iu、Iw(逆变器电路5的输出电流)

6.制冷剂的压力

MLC控制部7e根据由升压模式切换部7d选择的升压模式，计算出第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2的接通/断开时间的占空比，并将该占空比输入到MLC驱动电路8。如图2所示，该MLC控制部7e具有对每个升压模式设定了驱动第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2的模式(Mode)编号的数据。另外，如图3所示，MLC控制部7e具有对每个开关模式设定了第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2的驱动的数据。

开关模式分为：模式1，断开第1开关元件Tr1，接通第2开关元件Tr2；模式2，接通第1开关元件Tr1，断开第2开关元件Tr2；模式3，断开第1开关元件Tr1，断开第2开关元件Tr2；模式4，接通第1开关元件Tr1，接通第2开关元件Tr2。

接下来，利用图1～图5对电力变换装置20的MLC控制部7e以及MLC电路3的动作进行说明。

图4是图1示出的MLC电路的放大图，图5是示出MLC电路中的每个升压模式的母线电压的母线电压电平的图。此外，图5示出依次切换升压模式1、升压模式2、升压模式3时的母线电压Vdc1的变化。

(1)在通过升压模式切换部7d从升压模式0向升压模式1切换了的情况下，MLC控制部7e控制MLC驱动电路8，以使得按照设定为升压模式1的模式1→模式3→模式2→模式3的顺序驱动第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2，并且反复进行该控制。

首先，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，断开第1开关元件Tr1、接通第2开关元件Tr2(模式1)。此时，电抗器L→第2二极管D2→电容器C→第2开关元件Tr2的路径导通，通过输入电压Vdc对电容器C进行充电。

然后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，断开第1开关元件Tr1和第2开关元件Tr2这两方(模式3)。此时，电抗器L→第2二极管D2→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，并且电容器C→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，通过输入电压Vdc和电容器C的充电电压对平滑电容器4进行充电。

之后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，接通第1开关元件Tr1，断开第2开关元件Tr2(模式2)。此时，关于输入电压Vdc，电抗器L→第1开关元件Tr1→电容器C→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，通过输入电压Vdc对电容器C进行充电。

然后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，再次断开第1开关元件Tr1和第2开关元件Tr2这两方(模式3)。此时，电抗器L→第2二极管D2→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，并且电容器C→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，通过输入电压Vdc和电容器C的充电电压对平滑电容器4进行充电。

通过反复进行该一连串的动作，对平滑电容器4充入比输入电压Vdc升压了20V左右的直流电压(参照图5)，并作为母线电压Vdc1而输入到逆变器电路5。在该升压模式1(微升压)中，为了抑制高次谐波电流的产生，进行输入电流Idc1的恒定控制。

(2)在通过升压模式切换部7d从升压模式1向升压模式2切换了的情况下，MLC控制部7e控制MLC驱动电路8，以使得按照作为升压模式2而设定的模式1→模式2的顺序驱动第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2，并且反复进行该控制。

首先，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，断开第1开关元件Tr1，接通第2开关元件Tr2(模式1)。此时，电抗器L→第2二极管D2→电容器C→第2开关元件Tr2的路径导通，通过输入电压Vdc对电容器C充电。

然后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，接通第1开关元件Tr1，断开第2开关元件Tr2(模式2)。此时，电抗器L→第1开关元件Tr1→电容器C→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，对输入电压Vdc加上电容器C的充电电压而得到的直流电压流入平滑电容器4。

通过反复进行该一连串的动作，对平滑电容器4充入输入电压的2倍的直流电压(参照图5)，并作为母线电压Vdc1输入到逆变器电路5。在该升压模式2(2倍升压)中，在电流脉动极小的状态下，进行输入电流Idc1的恒定控制。

(3)在通过升压模式切换部7d从升压模式2向升压模式3切换了的情况下，MLC控制部7e控制MLC驱动电路8，以使得按照作为升压模式3而设定的模式1→模式4→模式2→模式4的顺序驱动第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2，并且反复进行该控制。

首先，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，断开第1开关元件Tr1，接通第2开关元件Tr2(模式1)。此时，电抗器L→第2二极管D2→电容器C→第2开关元件Tr2的路径导通，通过输入电压Vdc对电容器C进行充电。

然后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，接通第1开关元件Tr1和第2开关元件Tr2这两方(模式4)。此时，电抗器L→第1开关元件Tr1→第2开关元件Tr2的路径导通，通过输入电压Vdc将能量蓄积到电抗器L。另一方面，被充电到电容器C的直流电压经由第1二极管D1，对平滑电容器4进行缓慢充电(参照图5)。

之后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，接通第1开关元件Tr1，断开第2开关元件Tr2(模式2)。此时，电抗器L→第1开关元件Tr1→电容器C→第1二极管D1→平滑电容器4的路径导通，通过输入电压Vdc和蓄积在电容器C中的能量对平滑电容器4进行充电。

然后，MLC控制部7e经由MLC驱动电路8，再次接通第1开关元件Tr1和第2开关元件Tr2这两方(模式4)。此时，电抗器L→第1开关元件Tr1→第2开关元件Tr2的路径导通，通过输入电压Vdc将能量蓄积到电抗器L。

通过反复进行该一连串的动作，对平滑电容器4充入超过输入电压2倍的直流电压(参照图5)，并作为母线电压Vdc1被输出到逆变器电路5。在该升压模式2(超2倍升压)中，在必要的区域中使用超过输入电压的2倍的电压，并且在达到超过输入电压的2倍的电压时，进行输入电流Idc1的恒定控制。

接下来，对升压模式切换部7d中的升压模式的切换动作进行说明。

(1)从升压模式0(不升压)向升压模式1(微升压)的切换

在通过输入电流AD变换部7a变换为数字量的输入电流Idc1超过预先设定的阈值A时，升压模式切换部7d从升压模式0切换到升压模式1。该阈值A是通过还考虑系统阻抗、商用电源1的交流电压的变动而对流入到电抗器L的输入电流Idc1与高次谐波电流的产生量的关系进行仿真分析而求出的，是作为高次谐波电流的产生量的界限的输入电流Idc1的阈值。也就是说，直至MLC电路3停止时的高次谐波电流的产生量被容许的界限为止，为了抑制MLC电路3的损耗，使MLC电路3为停止状态而使不进行升压动作的升压模式0继续。由此，能够实现MLC电路3的电抗器L、第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2的小型化。

此外，在提高高次谐波电流的产生量的界限的精度的情况下，也可以预先根据母线电压Vdc1计算出校正系数，使用与由母线电压AD变换部7b变换为数字量的母线电压Vdc1对应的校正系数来校正阈值A(阈值A×校正系数)，在输入电流Idc1大于该校正值时，从升压模式0切换到升压模式1。此处使用的输入电流Idc1的值是恒定期间检测出的输入电流Idc1的平均值，或者是运算实际值而得到的值。

另外，也可以预先根据包含于输入电流Idc1的高次谐波分量计算出校正系数，使用与通过输入电流AD变换部7a变换为数字量的输入电流Idc1对应的校正系数来校正阈值A(阈值A×与输入电流Idc1的高次谐波分量对应的校正系数)，在输入电流Idc1大于该校正值时，从升压模式0切换到升压模式1。

(2)从升压模式1(微升压)向升压模式0(不升压)的切换

从升压模式1向升压模式0的切换条件是，相对于从升压模式1向升压模式0切换的阈值A，以带有滞后的方式进行切换。对阈值A设置负侧的滞后设定值(固定值)，以避免在升压模式0中使高次谐波电流的产生量增加。也就是说，在输入电流Idc1小于(阈值A-滞后设定值)时(输入电流Idc1<阈值A-滞后设定值)，从升压模式1向升压模式0切换。

另外，除了上述的条件，也可以设为在从升压模式0向升压模式1切换时的电动机6(压缩机)的运行频率f1高于升压模式1时的运行频率f2时，从升压模式1向升压模式0切换。

即，在输入电流Idc1<阈值A-滞后设定值、运行频率f2<运行频率f1之时，从升压模式1向升压模式0切换。运行频率f1是从升压模式0向升压模式1切换时的电动机6的运行频率，例如由逆变器控制部7f记录到升压模式切换部7d中。因为运行频率的变化比输入电流的变化滞后，所以通过将运行频率作为切换条件，能够防止因输入电流Idc1的变动而导致的升压模式切换动作的振荡。

(3)从升压模式1(微升压)向升压模式2(2倍升压)的切换

在由调制度运算部7g计算出的PWM信号的调制度超过预先设定的阈值B时，升压模式切换部7d从升压模式1向升压模式2切换。该阈值B是作为在升压模式1中能够输出的逆变器电路5的输出电压的界限的PWM信号的调制度。当在维持升压模式1的状态下电动机6的转速上升时，逆变器电路5的输出电压也增加。在该输出电压超过界限时(调制度>1)，逆变器电路5的输出电压饱和，所以电动机6的电流增加，电力变换装置20的损耗增加。而且，在电动机6的电流增加至容许电流的限制电平时，无法进一步提高旋转速度。为了避免导致这样的现象，在调制度超过阈值B时向升压模式2切换。

此外，在将APF性能的界限作为目标的情况下，因为预先确定了APF性能所需的压缩机的电动机6的转速范围的条件、制冷剂的压力条件(高压、低压)，所以也可以将转速的阈值C作为AND条件与上述的(调制度>阈值B)进行组合，或者将制冷剂的压力条件的阈值F作为AND条件与上述的(调制度>阈值B)进行组合。

即，在升压模式1中的PWM信号的调制度大于阈值B(调制度>阈值B)、并且电动机6的转速高于阈值C时(转速>阈值C)，从升压模式1向升压模式2切换。

或者，在升压模式1中的PWM信号的调制度大于阈值B(调制度>阈值B)、并且制冷剂的压力(例如高压)高于阈值F时(制冷剂压力>阈值F)，从升压模式1向升压模式2切换。

另外，也可以代替上述组合，预先计算出在升压模式1中使电动机6运行直至容许电流的限制条件的情况和在升压模式2中的电力变换装置20的总损耗，并将逆变器电路5的输出电流(电动机电流Iu、Iw)的阈值D作为AND条件进行组合。即，在升压模式1中的PWM信号的调制度大于阈值B(调制度>阈值B)、逆变器电路5的输出电流大于阈值D时(输出电流>阈值D)，从升压模式1向升压模式2切换。

在这种情况下，能够还以包括输入电压Vdc的变动等在内而总损耗变得有利的方式运行。

其中，为了确保基于输入电压Vdc的变动、负载变动的控制稳定性，优选组合之前说明的变化时间的周期长的转速的条件。

即，在升压模式1中的PWM信号的调制度大于阈值B(调制度>阈值B)、逆变器电路5的输出电流大于阈值D(输出电流>阈值D)、进而电动机6的转速高于阈值C时(转速>阈值C)，从升压模式1向升压模式2切换。

(4)从升压模式2(2倍升压)向升压模式1(微升压)的切换

从升压模式2向升压模式1切换时，无法将调制度作为条件。其原因为由于升压而调制度变化较小的缘故。作为向升压模式1切换时的课题为切换后再次切换到升压模式2的条件，是不引起振荡动作，以及在APF性能所需的运行条件下准确地切换到升压模式1。

升压模式1是微升压运行模式，即使在运行中商用电源1的交流电压变动，也不受其影响，所以不发生由于切换而无法得到恒定的电压的情形。因此，在以下的条件下从升压模式2向升压模式1切换。

记录从升压模式1向升压模式2切换时的电动机6的转速n1，在升压模式2中的电动机6的转速n2低于转速n1时，切换到升压模式1(转速n1<转速n2)。

其中，有时在运行中空调装置的负载条件发生变化，在变得大于向升压模式2切换时的负载条件时，切换后的调制度变大，所以有导致振荡动作的可能性。

因此，也可以作为AND条件而追加满足APF性能所需的制冷剂的压力条件的情况。即，在升压模式2中的电动机6的转速n2低于转速n1(转速n1<转速n2)、制冷剂的压力低于上述的阈值F时(制冷剂的压力<阈值F)，从升压模式2向升压模式1切换。

(5)从升压模式2(2倍升压)向升压模式3(超2倍升压)的切换

在由调制度运算部7g计算出的PWM信号的调制度超过预先设定的阈值E时，升压模式切换部7d从升压模式2向升压模式3切换。该阈值E是作为在升压模式2中能够输出的逆变器电路5的输出电压的界限的PWM信号的调制度。在维持升压模式2的状态下电动机6的转速上升时，逆变器电路5的输出电压也增加。在该输出电压超过界限时(调制度>1)，逆变器电路5的输出电压饱和，所以电动机6的电流增加，电力变换装置20的损耗增加。而且，在电平电动机6的电流增加至容许电流的界限水平时，无法进一步提高旋转速度。为了避免导致这样的现象，在升压模式2中的调制度超过阈值E时向升压模式3切换。

在升压模式3中，为了尽可能地降低电力变换装置20的损耗，以PWM信号的调制度维持固定值的方式，一边变更升压电平一边使其动作直至最大的可升压电平为止。

(6)从升压模式3(超2倍升压)向升压模式2(2倍升压)的切换

在向升压模式2的切换中，记录在升压模式2中驱动MLC电路3时的升压电平V1(电压)，在升压模式3中的升压电平V2返回到该升压电平V1时，从升压模式3向升压模式2切换。

根据以上这样的实施方式，对升压电路应用MLC电路3，根据压缩机的负载状态将MLC电路3的控制切换为4个升压模式来运行，所以能够实现由电抗器L、第1开关元件Tr1以及第2开关元件Tr2等构成的功率模块的小型化和低成本化。另外，能够使升压比增加，能够进一步扩大压缩机的电动机6的运行范围。进而，在以输入电压的2倍的电压运行时，能够降低电抗器L的脉动电流，能够降低电抗器的损耗和抑制对电源系统的脉动电流的流出。另外，能够抑制MLC电路3的升压动作停止时的高次谐波电流的产生。