电力转换装置的制作方法

本发明涉及将交流电力转换为直流电力的电力转换装置。

背景技术：

在下述专利文献1所示的现有技术中公开了一种功率因数改善电路，用于改善电源功率因数并减少输入电流中包含的谐波分量，通过选择全波整流模式或倍压整流模式并用开环控制短路元件的短路开始时刻和短路时间，来实现功率因数改善功能和升压功能。即，下述专利文献1的现有技术中，通过对整流电路切换用开关进行导通/断开控制，将整流电路控制为全波整流模式或倍压整流模式，将功率因数改善电路的直流输出电压大致分成两个阶段，并通过对短路元件进行基于开环的短路可变控制，将该分成两个阶段的区域进一步分成无功率因数改善和有功率因数改善的两个阶段，由此整体上构成四个阶段的直流输出电压区域，从而扩大直流输出电压的输出范围，并且能够改善高负载侧的功率因数。

此外，在下述专利文献2所示的现有技术中，设置有直流电压控制部，其与直流输出电压基准值和平滑电容器的端子间电压的偏差值相对应地输出直流电压控制信号，上述直流输出电压基准值与负载相对应地设定，并且设置有电流基准运算部，其基于来自直流电压控制部的控制信号和与交流电源同步的正弦波状同步信号之积来输出电流基准信号。通过比较该电流基准信号和整流元件的交流侧电流，高频地对开关元件进行导通/断开控制，从而将交流输入电流控制成正弦波状，并且将直流输出电压控制成期望的值，能够使电源功率因数为1并抑制谐波的产生。

专利文献1：日本特开平11－206130号公报

专利文献2：日本专利第2140103号说明书

技术实现要素：

然而，根据上述专利文献1、2的现有技术，限定了短路元件的控制方式。即，在这些现有技术中，短路元件的控制方式被限定为在整个负载区域中对电流进行反馈的高频开关模式和电流开环控制的部分开关模式中的一种。因此，这些现有技术为了避免在低负载区域内直流输出电压过度升压，不使短路元件动作，从而不进行功率因数改善。因此，在低负载区域中，输入电流波形失真较大，导致含有较多谐波分量的电流流过电抗器，电抗器铁损增大，由此功率因数改善电路的交直转换效率降低。

此外，在上述专利文献1的现有技术中，进行功率因数改善时的短路元件的短路控制是部分开关方式，即用开环控制短路开始时刻和短路时间，相对于电源周期仅在一定区间内进行短路动作，因此虽然能够实现功率因数改善以及直流输出电压的升压，但是在谐波产生量较多的高负载侧效果很小。因此，随着今后谐波限制的加强，为了通过现有技术获得充分的功率因数改善效果即谐波抑制能力，需要具有大电感值的电抗器，因此会产生交直转换效率降低、电路大型化、成本上升的问题。此外，在将谐波产生量抑制到一定程度并使直流输出电压升压的情况下，由于升压能力存在极限，所以高负载侧的运转变得不稳定，如果考虑高负载侧的稳定运转，则会导致负载的选择范围变窄。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种电力转换装置，能够在负载的整个运转区域内实现高效率化，并且能够满足高升压性能和谐波标准。

为了解决上述问题，实现发明目的，本发明提供一种电力转换装置，其具备：整流电路，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其使上述交流电源经由电抗器短路；以及控制部，其在上述交流电源的半个周期内生成用于控制上述短路部的多个开关脉冲，其中，上述控制部生成作为上述交流电源的电源电流的目标控制范围的、正弦波状的电流控制范围，使上述电源电流的值处于上述电流控制范围内。

根据本发明，能够起到如下效果：通过将电流控制范围设为正弦波状，能够抑制交流电源的半个周期内的电源电流的峰值，在负载的整个运转区域内实现高效率化，并且能够满足高升压性能和谐波标准。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置的结构示例的图。

图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。

图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。

图4是表示由电抗器、短路部、整流电路和平滑电容器构成的简易电路的图。

图5是表示在部分开关脉冲模式下交流电源的正极侧半个周期内使短路元件开关一次时的电源电流波形的图。

图6是脉冲转换部没有进行脉冲转换时的动作的说明图。

图7是脉冲转换部进行了脉冲转换时的动作的说明图。

图8是表示扩大了电流控制范围的状态的图。

图9是表示缩小了电流控制范围的状态的图。

图10是在比驱动信号的导通期间短的期间内进行脉冲转换时的动作的说明图。

图11是与自电源电压的过零开始的经过时间对应地进行脉冲转换时的动作的说明图。

图12是表示脉冲转换部的结构示例的图。

图13是使用图12所示的脉冲转换部时的动作的说明图。

图14是本发明的实施方式2涉及的电力转换装置的动作的说明图。

图15是表示电源周期与电源电流的变化率之间的关系的图。

图16是表示相对于电源周期使电流控制范围为固定值时的电源周期与开关周期的关系的图。

符号说明

1交流电源；2电抗器；3整流电路；4平滑电容器；5直流电压检测部；6电源电压检测部；7电流检测部；8电流检测元件；9电流检测单元；10直流负载；20控制部；21驱动信号生成部；22脉冲转换部；24脉冲传递部；30短路部；31二极管电桥；32短路元件；100电力转换装置。

具体实施方式

以下，基于附图详细说明本发明涉及的电力转换装置的实施方式。另外，本发明不限定于下述实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置100的结构示例的图。图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。图4是表示由电抗器2、短路部30、整流电路3和平滑电容器4构成的简易电路的图。图5是表示在部分开关脉冲模式下交流电源1的正极侧半个周期内使短路元件32开关一次时的电源电流Is波形的图。图6是脉冲转换部22没有进行脉冲转换时的动作的说明图。图7是脉冲转换部22进行了脉冲转换时的动作的说明图。图8是表示扩大了电流控制范围的状态的图。图9是表示缩小了电流控制范围的状态的图。图10是在比驱动信号Sa的导通期间t短的期间内进行脉冲转换时的动作的说明图。图11是与自电源电压Vs的过零开始的经过时间对应地进行脉冲转换时的动作的说明图。图12是表示脉冲转换部22的结构示例的图。图13是使用图12所示的脉冲转换部22时的动作的说明图。

图1所示的电力转换装置100基于从交流电源1供给的交流电压生成直流电压并供给到图3所示的直流负载10，包括电抗器2、整流电路3、平滑电容器4、直流电压检测部5、电源电压检测部6、电流检测单元9、控制部20、脉冲传递部24和短路部30。

电抗器2连接在与短路部30相比靠交流电源1一侧，例如插入在整流电路3的一个输入端与交流电源1之间。整流电路3经由电抗器2与交流电源1连接，将交流电源1的交流电压转换成直流电压。图示例的整流电路3由组合有四个二极管的二极管电桥构成，但是不限于此，也可以组合以二极管等效电路的方式连接的(diode-connected)作为单向导通元件的金属氧化物半导体场效应晶体管而构成。

在整流电路3的输出端之间连接有平滑电容器4，平滑电容器4使从整流电路3输出的全波整流波形的电压平滑化。平滑电容器4的两端与直流负载10并联连接。

电流检测单元9由电流检测元件8和电流检测部7构成。电流检测元件8连接在电抗器2与整流电路3之间，检测连接位置处的电流值。作为一个示例，电流检测元件8使用电流互感器或分流电阻。电流检测部7由放大器或电平转换电路实现，将与由电流检测元件8检测出的电流成正比的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电流检测电压Vis输出。直流电压检测部5由放大器或电平转换电路实现，检测平滑电容器4的两端电压，并将检测出的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电压检测值输出。

作为双向开关的短路部30由经由电抗器2与交流电源1并联连接的二极管电桥31、以及与二极管电桥31的两个输出端连接的短路元件32构成。在短路元件32是金属氧化物半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极与脉冲传递部24连接，通过来自脉冲传递部24的作为栅极驱动信号的驱动信号Sa2使短路元件32导通、断开，当短路元件32导通时，交流电源1经由电抗器2和二极管电桥31短路。

控制部20具有驱动信号生成部21和脉冲转换部22，由微处理器或中央处理单元构成。

驱动信号生成部21基于由直流电压检测部5检测出的直流输出电压Vdc的值、以及由电源电压检测部6检测出的电源电压Vs的值，生成用于控制短路部30的短路元件32的作为多个开关脉冲的驱动信号Sa。

此外，驱动信号生成部21求取直流输出电压Vdc的值与电源电压Vs的值的差值，并对差值进行比例控制、比例积分控制或比例积分微分控制，由此生成使差值与电源电压Vs的相位一致的迟滞基准电压。在以下的说明中，将迟滞基准电压称为基准电压V_ref，基准电压V_ref是用于限制交流电源1的电源电流Is的值的阈值。

这些基准电压V_ref由图2或图3所示的电路生成。图2的电路利用低通滤波器将驱动信号生成部21的端口输出Sb即脉宽调制信号转换为直流值来生成基准电压V_ref。在这种情况下，通过控制脉宽调制信号的占空比，能够连续(seamless)地改变基准电压V_ref的值。

图3的电路通过由驱动信号生成部21的端口输出Sb驱动开关元件TR而能够按电阻Rb、Rc的分压比改变基准电压V_ref的值。另外，生成基准电压V_ref的电路不限于此，可以由图2或图3所示的电路以外的已知电路生成，也可以使用在控制部20的外部生成的这些基准电压V_ref。

脉冲转换部22生成使在驱动信号Sa的导通期间t内检测到的电源电流Is的峰值处于作为交流电源1的电源电流Is的目标控制范围的、电流控制范围w内的开关脉冲。具体而言，在脉冲转换部22设定有以来自驱动信号生成部21的基准电压V_ref为中心值的电流控制范围w的上限阈值和下限阈值。而且，为了使在驱动信号Sa的导通期间t内检测到的电源电流Is的值处于上限阈值与下限阈值之间，脉冲转换部22将驱动信号Sa分割成多个脉冲。分割后的驱动信号Sa为驱动信号Sa1。另外，导通期间t是从驱动信号Sa被导通的时刻开始至被断开的时刻为止的期间。上限阈值是用于限制在短路部30导通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是值设定得比上限阈值小的阈值。由脉冲转换部22进行的脉冲分割动作在交流电源1的正极和负极进行。

此外，为了使电源电流Is的相位与电源电压Vs的相位相同即使其为正弦波状，脉冲转换部22变更电流控制范围w的上限阈值及下限阈值。其中，基准电压V_ref、电流控制范围w、上限阈值和下限阈值的关系由下述式表示。

上限阈值：V_ref+w/2

下限阈值：V_ref－w/2

脉冲传递部24由电平转换电路构成，以能够进行栅极驱动而进行电压电平转换，将驱动信号Sa1转换成驱动信号Sa2输出。通过这样得到的驱动信号Sa2，进行短路部30的开关动作。

接着，对实施方式1的电力转换装置100的动作进行说明。首先，对脉冲转换部22没有进行脉冲转换时的动作进行说明。脉冲转换是指将驱动信号Sa分割成多个脉冲的动作。另外，将电流开环控制中在电源半个周期内使短路部30导通/断开一次至多次的模式称为部分开关脉冲模式。

在图4中示出了短路部30导通/断开时的电流路径。在短路部30导通时，由交流电源1、电抗器2和短路部30形成闭合电路，交流电源1经由电抗器2短路。因此，电源电流Is流过闭合电路，在电抗器2中存储按(1/2)×LI²求取的磁能。

存储的能量在短路部30断开的同时向直流负载10一侧释放，由整流电路3整流后输送至平滑电容器4。通过该一连串动作，流过如图5所示的电源电流Is，与无功率因数改善的被动模式(passive mode)相比能够扩展电源电流Is的导通角，从而能够改善功率因数。

另外，在部分开关脉冲模式下，通过控制短路部30的短路开始时间和短路持续时间，能够控制存储在电抗器2中的能量，能够使直流输出电压Vdc不分阶段地升压。此外，在图5中，作为部分开关脉冲模式下的动作的一个示例，示出了在电源半个周期内使短路部30开关1次时的作为单脉冲的驱动信号Sa1，但是在电源半个周期内使短路部30开关的次数也可以为2次以上。

接着，对比脉冲转换部22没有进行脉冲转换时的电源电流Is的波形、以及脉冲转换部22进行了脉冲转换时的电源电流Is的波形来进行说明。

图6中示出了在没有将来自驱动信号生成部21的作为单脉冲的驱动信号Sa转换成多个脉冲时的电源电流Is的波形。在脉冲转换部22没有进行脉冲转换的情况下，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，在驱动信号Sa的导通期间t内，驱动信号Sa1也导通与驱动信号Sa的导通期间t相等的期间。因此，短路元件32的短路时间在电源电压Vs升压时与驱动信号Sa的导通期间t成正比地变长，如图示例那样电源电流Is增加。然后，在电源电流Is达到设定值时驱动信号Sa断开，在驱动信号Sa断开的定时驱动信号Sa1断开。

这样，在短路元件32的短路时间变长的情况下，虽然电抗器2中能够存储更多的能量，但是电源电流Is的峰值增大，因此产生功率因数变差、谐波分量增加、电路损失增加等问题。

图7中示出了将来自驱动信号生成部21的作为单脉冲的驱动信号Sa转换成多个脉冲时的电源电流Is的波形。在脉冲转换部22进行脉冲转换的情况下，在驱动信号Sa导通的定时，驱动信号Sa1导通且电源电流Is增加。随着电源电流Is的增加，从电流检测部7输出的电流检测电压Vis即由电流检测部7检测到的电流检测值上升。然后，在驱动信号Sa导通的期间内电流检测值超过上限阈值时，脉冲转换部22使驱动信号Sa1断开。

由此，电源电流Is减小，电流检测值下降。然后，在驱动信号Sa导通的期间内电流检测值低于下限阈值时，脉冲转换部22再次使驱动信号Sa1导通。电源电流Is再次增加，由电流检测部7检测到的电流检测值上升。

这样，在驱动信号Sa的导通期间t内驱动信号Sa1反复导通/断开，其结果，将驱动信号Sa的导通期间t内的电源电流Is的值控制在电流控制范围w内。因此，在使直流输出电压Vdc升压至较高的值时，图7所示的驱动信号Sa导通时的电源电流Is的值与图6所示的驱动信号Sa导通时的电源电流Is的值相比被限制。

另外，如图8、图9所示那样，通过调整上限阈值和下限阈值，能够控制在上述驱动信号Sa的导通期间t内的驱动信号Sa1的开关次数，使电源电流Is的波形发生变化。图8所示的电流控制范围w1设定得比图9所示的电流控制范围w2大，并且在电源半个周期内将其设定为固定值。这样，通过调整上限阈值和下限阈值，能够根据电抗器2、直流负载10和谐波标准来满足性能。

在以上的说明中，对设定了与驱动信号Sa的导通期间t相等的脉冲转换许可期间的示例进行了说明，但是脉冲转换许可期间不需要与驱动信号Sa的导通期间t相同，也可以如图10所示那样将比驱动信号Sa的导通期间t短的时间设定为脉冲转换许可期间t1。

根据图10的示例，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，由此电源电流Is增加。但是，在达到脉冲转换许可期间t1之前的时间里电流检测值超过上限阈值的情况下，脉冲转换部22也不进行脉冲转换，当表示脉冲转换许可期间t1开始的脉冲导通时，驱动信号Sa1断开且电源电流Is下降。然后，在脉冲转换许可期间t1内电流检测值低于下限阈值时，通过脉冲转换部22使驱动信号Sa1导通，电源电流Is增加。然后，在脉冲转换许可期间t1内电流检测值超过上限阈值时，通过脉冲转换部22使驱动信号Sa1断开，电源电流Is再次減少。

这样，在设定了比驱动信号Sa的导通期间t短的脉冲转换许可期间t1的情况下，脉冲转换许可期间t1内的电源电流Is的值也被控制在电流控制范围w内。其结果，与设定了与驱动信号Sa的导通期间t相等的脉冲转换许可期间的情况相比，驱动信号Sa1的开关次数减少，能够抑制元件的损失从而抑制温度上升，并降低噪声。

此外，如图11所示，脉冲转换部22也可以构成为与自电源电压Vs的过零点t0开始的经过时间对应地开始脉冲转换。根据图11的结构示例，在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，从过零点t0开始至经过一定时间T1为止电源电流Is增加。然后，脉冲转换部22在从经过了一定时间T1的时刻开始至经过一定时间T2的期间内，在电流控制范围w内控制电源电流Is。

这样，通过采用与自电源电压Vs的过零点t0开始的经过时间对应地开始脉冲转换的结构，与在驱动信号Sa的整个导通期间t内进行脉冲转换的情况相比，能够减少驱动信号Sa1的开关次数，抑制元件的损失从而抑制温度上升，并降低噪声。

接着，对脉冲转换部22的结构示例进行说明。图12所示的脉冲转换部22由正极侧迟滞比较器HCH、负极侧迟滞比较器HCL和多个逻辑IC构成。

正极侧基准电压V_refH是由驱动信号生成部21生成的正极侧的基准电压V_ref，负极侧基准电压V_refL是由驱动信号生成部21生成的负极侧的基准电压V_ref。

正极侧迟滞比较器HCH输入有电流检测部7的输出即电流检测电压Vis、以及正极侧基准电压V_refH。负极侧迟滞比较器HCL输入有电流检测电压Vis和负极侧基准电压V_refL。

另外，图1所示的电流检测部7具有设置在电流检测元件8的输出级的电平转换电路和放大器，使1/2Vd即低压系统电源Vd的一半的值相当于0安培，将由电流检测元件8检测出的交流电流波形转换成仅为正侧的电流波形后输出。在脉冲转换部22中，能够与电流的极性无关地生成驱动信号Sa1。

接着，使用图13，对图12所示的脉冲转换部22的动作进行说明。

在正极侧迟滞比较器HCH中，基于通过式(1)计算出的正极侧上限阈值V_THH(H)、通过式(2)计算出的正极侧下限阈值V_THH(L)和正极侧基准电压V_refH之间的关系，确定与正极侧的电流控制范围w对应的迟滞Δ。此外，正极侧迟滞比较器HCH的输出被逻辑NOT(非)IC3反转。逻辑AND(与)IC2’对逻辑NOT IC3的输出和驱动信号Sa进行逻辑AND，输出正极侧驱动信号SaH。另外，式(1)的V_d表示低压系统电源，式(2)的V_OL表示运算放大器的输出饱和电压。

同样，在负极侧迟滞比较器HCL中，通过式(1)计算负极侧上限阈值V_THL(H)，通过式(2)计算负极侧下限阈值V_THL(L)。

基于负极侧上限阈值V_THL(H)、负极侧下限阈值V_THL(L)和负极侧基准电压V_refL的关系，确定与负极侧的电流控制范围w对应的迟滞Δ。通过逻辑AND IC2对负极侧迟滞比较器HCL的输出和驱动信号Sa进行逻辑AND，输出负极侧驱动信号SaL。然后，通过逻辑AND IC4对正极侧驱动信号SaH和负极侧驱动信号SaL进行逻辑AND，输出作为逻辑AND的结果的驱动信号Sa1。

通过使用如图12所示具有多个迟滞比较器的脉冲转换部22，能够与电流的极性无关地生成驱动信号Sa1，能够控制图13的电源电流Is即电流检测电压Vis的波形。因此，能够抑制在短路部30导通时流过的短路电流的峰值，并且使直流输出电压Vdc升压。

此外，图12的迟滞比较器能够通过改变电阻R1、R2、R3的电阻值来变更迟滞Δ的宽度。例如使开关和电阻的串联电路与电阻R2或电阻R2’并联连接，通过对开关进行开闭能够切换合成电阻值。

此外，在实施方式1中，对使用由电流检测部7检测出的电源电流Is来控制短路部30的示例进行了说明，但是不限于此。事先通过测试将电源电流Is与作为多个开关脉冲的驱动信号Sa1相关联，并将该对应关系从外部输入或者保存在控制部20中，由此不检测电源电流Is就能够控制短路部30。这样，可以根据所构建的系统规格来选择是否要检测电源电流Is。

此外，在实施方式1中，用由硬件构成的迟滞比较器生成驱动信号Sa1，但是迟滞比较器也可以由软件构成。在由软件构成的情况下，也能够获得同样的效果，但是与由硬件构成的情况相比，控制部20的负荷增大，因此从减轻负荷的观点出发优选迟滞比较器由硬件构成。

此外，实施方式1的电力转换装置100是使用由电流检测部7检测出的电流检测值来生成驱动信号Sa1的结构，但是也可以是不使用电流检测部7而由控制部20检测电源电流Is的值来生成驱动信号Sa1的结构。此外，在实施方式1中，电抗器2插入在交流电源1与整流电路3之间，整流电路3经由电抗器2与交流电源1连接，但是电力转换装置100只要能够通过电抗器2来进行电源的短路和开路即可，整流电路3、电抗器2和短路部30的位置关系不限于图示例的结构。即，电力转换装置100是在短路时电源电流Is按交流电源1、电抗器2、短路部30、交流电源1的顺序流过的结构即可，也可以是例如整流电路3插入在交流电源1与电抗器2之间，电抗器2经由整流电路3与交流电源1连接的结构。

如以上说明的那样，实施方式1涉及的电力转换装置100具备：整流电路3；使交流电源1短路的短路部30；以及在交流电源1的半个周期内生成用于控制短路部30的作为多个开关脉冲的驱动信号Sa1的控制部20，其中控制部20生成作为交流电源1的电源电流Is的目标控制范围的、正弦波状的电流控制范围w，使电源电流Is的值处于电流控制范围w内。

采用该结构，与以往的简易开关转换器相比，能够抑制电源电流Is的峰值并且使直流输出电压Vdc升压。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制短路部30导通时的电源电流Is的失真，能够抑制谐波分量。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够扩展电源电流Is的流通期间，能够提高功率因数。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制构成交流电源1的滤波器电路和其他部件的容量增加，能够抑制成本上升。此外，根据实施方式1的电力转换装置100，在电源半个周期内实施多次开关的情况下，也不需要设计各开关脉冲的设定时间，由于能够设计与正负极对应的电流上限、下限的阈值，因此易于实现控制设计。此外，根据实施方式1的电力转换装置100，由于能够与负荷条件无关地通过适当的开关次数和脉冲定时进行控制，所以能够降低设计负荷。

此外，根据实施方式1的电力转换装置100，能够在电源半个周期内使基准电压V_ref呈正弦波状地变化，因此与不改变基准电压V_ref的情况相比，能够提高电源电流Is的控制自由度。此外，通过由迟滞比较器执行控制部20的一部分处理来减轻控制部20的运算负荷，从而能够用廉价的中央处理单元(CPU)制造电力转换装置100。此外，通过使基准电压V_ref呈正弦波状地变化，能够防止开关脉冲过度增加，能够抑制产生噪声。此外，通过使基准电压V_ref变化，能够将脉冲分割动作限制为仅在特定的区域内。因此，能够降低由开关动作引起的噪音。

实施方式2

图14是本发明的实施方式2涉及的电力转换装置100的动作的说明图。图15是表示电源周期与电源电流的变化率之间的关系的图。图16是表示相对于电源周期使电流控制范围w为固定值时的电源周期与开关周期的关系的图。实施方式2涉及的电力转换装置100具备与实施方式1相同的结构要素，不同之处在于使电流控制范围w与电源电压Vs的相位对应地变化。

图15的横轴表示相位，纵轴表示电源电流Is的变化率即电源电流Is的斜率。实线波形表示在电源半个周期内短路部30导通时的电源电流Is的斜率，虚线波形表示短路部30断开时的电源电流Is的斜率。短路部30导通时的电源电流Is的斜率按Vs/L求取，短路部30断开时的电源电流Is的斜率在电流的极性为正的情况下按(Vs－Vdc)/L求取，在电流的极性为负的情况下按(Vs+Vdc)/L求取。Vs表示电源电压，Vdc表示输出电压，L表示电抗器2的电感。根据图15所示可知，短路部30导通时的电源电流Is的变化率即电源电流Is的斜率与短路部30断开时的电源电流Is的斜率不同。

图16的横轴表示相位，纵轴表示驱动信号Sa的开关周期。符号A所示的开关周期表示电源电压Vs的过零付近与电源电流Is的峰值之间的相位的开关周期。符号B所示的开关周期表示电源电压Vs的过零付近的相位的开关周期、以及电源电流Is的峰值付近的相位的开关周期。

在使电流控制范围w为固定值的情况下，可知符号A所示的相位的开关周期比符号B所示的相位的开关周期短。即，在电源半个周期内生成的多个驱动信号Sa1的开关频率不是固定值。换言之，在电源半个周期内生成的多个驱动信号Sa的开关周期根据电源电压Vs的相位而变化。这是由于，如图15所说明的那样，在使电流控制范围w为固定值的情况下，短路部30导通时的电源电流Is的斜率与断开时的电源电流Is的斜率不同。

在开关频率较高的情况下，会出现开关所引起的损失增加、辐射噪声、以及噪声端子电压(Conducted Emission)的问题。为了应对这样的问题，实施方式2的脉冲转换部22如图14所示那样扩大开关周期较短的区域的相位的电流控制范围w1，由此使开关频率低频化，能够抑制损失增加、辐射噪声、以及噪声端子电压。

在开关频率较低的情况下，会出现可听声频率范围内的噪音的问题。为了应对这样的问题，实施方式2的脉冲转换部22如图14所示那样缩小开关周期较长的区域的相位的电流控制范围w2，由此使开关频率高频化，能够抑制噪音。

另外，实施方式2的脉冲转换部22也可以构成为用自电源电压Vs的过零点开始的经过时间来判断电源电压的相位。采用该结构，不追加用于检测电源电压Vs的相位的装置，就能够控制电流控制范围w1、w2。

此外，实施方式1、2的脉冲转换部22也可以构成为使电流控制范围w与作为多个开关脉冲的驱动信号Sa1的频率对应地变化。例如在使规驱动信号Sa1的频率增加的结果造成驱动信号Sa1的频率达到了规定值以上的情况下，脉冲转换部22为了使驱动信号Sa1的频率小于规定值而扩大电流控制范围w。采用该结构，生成驱动信号Sa1时的负荷减轻，能够用廉价的部件制造电力转换装置100。

此外，在实施方式1、2中，对使用由电流检测部7检测出的电源电流Is来控制短路部30的示例进行了说明，但是不限于此。事先通过测试将电源电流Is与作为多个开关脉冲的驱动信号Sa1相关联，并将该对应关系从外部输入或者保存在控制部20中，由此不检测电源电流Is就能够控制短路部30。这样，可以根据所构筑的系统规格来选择是否要检测电源电流Is。

此外，实施方式1、2的电力转换装置100使用由设置在控制部20外部的电流检测单元9检测出的电流检测值生成驱动信号Sa1，但是也可以不使用电流检测部7而直接由控制部20检测电源电流Is的值来生成驱动信号Sa1。

如上所述，本发明对于具备用于使交流电源短路的短路部的电力转换装置是有效的。