电力转换装置以及压缩机驱动装置的制作方法

本发明涉及减少对地的漏电流的电力转换装置以及压缩机驱动装置。

背景技术：

以往，在驱动电动机的电动机驱动装置中，进行了减少对地泄漏的电流的控制。例如，在下述专利文献1中公开了如下技术：在反相电压产生部中，预先将为了使漏电流最小而调整了反相电压的相位以及振幅后所获得的校正表数据与正弦波的表数据一起存储于存储器，再将抵消漏电流的电流输入电源接地点。

此外，在下述专利文献2中公开了如下技术：在漏电流消除电路中，具有用于选定减少泄漏驱动单元的pwm(pulsewidthmodulation，脉宽调制)控制的占空比的表。

此外，在下述专利文献3中公开了如下技术：在逆变器装置中，预先检测经由杂散电容流向大地的漏电流量并存储于存储电路，从流过交流电动机的检测电流中减去存储电路中的漏电流量，由此获得流过交流电动机的准确的电流。

此外，在下述专利文献4中公开了如下技术：在空调机的压缩机驱动装置中，通过共模线圈检测作为零序电流的漏电流，向壳体接地点输入反相电流以抵消检测出的电流，使漏电流为零来进行补偿。

专利文献1：日本特开平10－154921号公报

专利文献2：日本特开2004－364344号公报

专利文献3：日本特开平7－322686号公报

专利文献4：日本特开2000－152692号公报

技术实现要素：

然而，根据专利文献1以及2的技术，为了使漏电流减少而预先利用驱动电动机的逆变器的驱动信号，输入反相电流，由此来减少漏电流。因此，理想状态的话漏电流会减少，但是存在如下问题：因构成产品的部件的差异，可能会反相电流的相位与漏电流的相位一致，而变成漏电流增加的反向补偿。

此外，根据专利文献3的技术，逆变器装置存储漏电流，并在驱动电动机时从电动机电流中减去漏电流量，但并非减少漏电流。

此外，根据专利文献4的技术，存在如下问题：虽然压缩机驱动装置进行将由共模线圈检测出的漏电流抵消的补偿动作，但由于是在检测出漏电流之后才进行补偿动作，因此产生延迟，不能进行与检测出的漏电流同步的补偿，而且，补偿量较少。

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于获得一种能够使补偿漏电流的动作没有延迟、并且不产生反向补偿地减少漏电流的电力转换装置以及压缩机驱动装置。

为了解决上述问题并实现目的，本发明具备：漏电流检测部，其检测从电动机驱动装置或者从电动机流向对地的零序电流，其中，上述电动机驱动装置通过来自交流电源的电力来驱动上述电动机；漏电流控制部，其基于由上述漏电流检测部检测出的上述零序电流，生成与上述交流电源同步的周期性的控制信号；以及反相电流生成部，其基于来自上述漏电流控制部的上述控制信号，生成并输出与上述零序电流为相反相位的反相电流。

本发明涉及的电力转换装置以及压缩机驱动装置起到能够使补偿漏电流的动作没有延迟、并且不产生反向补偿地减少漏电流的效果。

附图说明

图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。

图2是表示抵消漏电流的补偿动作的原理的示意波形的图。

图3是表示实施方式1涉及的漏电流控制部的一个结构例的电路框图。

图4是表示实施方式1涉及的反相电流生成部的一个结构例的电路框图。

图5是表示实施方式2涉及的漏电流控制部以及反相电流生成部的一个结构例的电路框图。

图6是表示实施方式3涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。

图7是表示实施方式4涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。

图8是表示实施方式5涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。

图9是表示实施方式6涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。

图10是表示实施方式6涉及的交流直流转换部的一个结构例的电路框图。

图11是表示实施方式6涉及的交流直流转换部的一个结构例的电路框图。

图12是表示实施方式7涉及的电动机的定子的一个示例的剖面图。

符号说明

1交流电源

2噪声滤波器

3、50整流器

4、4a、4b电抗器

5电动机

6逆变器主电路

7、7a、7b、51、52、53平滑电容器

8逆变器控制部

9a、9b电流检测器

10电压检测器

11、11a、11b双向开关电路

12a、12b单向开关电路

21漏电流检测部

22、22a漏电流控制部

23、23a反相电流生成部

31运算部

32储存部

33三相分配部

41、41a、41b、41c、42、42a、42b、42c晶体管

43、44阻抗

100、100a、100b、100c、100d电动机驱动装置

110电力转换装置

120直流电压生成部

130、130a、130b交流直流转换部

200压缩机

具体实施方式

以下，基于附图详细地说明本发明涉及的电力转换装置以及压缩机驱动装置的实施方式。另外，本发明并非由下述实施方式所限定。

实施方式1

图1是表示本实施方式涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。电力转换装置110与电动机驱动装置100连接。电动机驱动装置100具备：整流器3，其对从交流电源1输出并通过噪声滤波器2进行滤波处理、并经由电力转换装置110输入的交流电力进行整流；电抗器4；逆变器主电路6，其对电动机5进行驱动；平滑电容器7；逆变器控制部8，其对逆变器主电路6进行控制；电流检测器9a、9b，其对电动机5的电流进行检测；以及电压检测器10，其对平滑电容器7的电压进行检测。在电动机驱动装置100中，由整流器3、电抗器4以及平滑电容器7构成交流直流转换部。电力转换装置110进行减少从电动机5向对地e2泄漏的漏电流的控制。

关于电动机5，例如存在如图1所示那样内置于压缩机200的方式，不过电动机5的用途并不限定于此。另外，在电动机5内置于压缩机200的情况下，构成为由使用了与电力转换装置110连接的电动机驱动装置100的压缩机驱动装置来驱动压缩机200。以下的实施方式也相同。

首先，对图1中漏电流的流通的路径进行说明。为了驱动电动机5，逆变器控制部8基于由电流检测器9a、9b检测出的电动机电流和由电压检测器10检测出的直流电压，控制逆变器主电路6而从逆变器主电路6向电动机5输出电压。从逆变器主电路6输出的电压一般来说进行pwm控制，因此成为受载波频率限制的电压。由于载波频率比电动机5的旋转频率高，因此虽然在图1中未图示，但漏电流经由电动机5内部的绕组与壳体间的杂散电容流向作为接地点的对地e2。即，电流从电动机5的壳体流向对地e2。在图1中虽然未被连接，但连接于交流电源1的接地点的对地e1与对地e2是电连接的，因此电流从对地e2流向对地e1。

虽然从电动机5的杂散电容泄漏的电流是漏电流，但向对地e2的杂散电容不仅存在于电动机5，也存在于其它较多的部位、例如电动机驱动装置100中。此外，对于内置于空调机所使用的压缩机200的电动机5来说，来自电动机5的对地杂散电容特别大，因而漏电流成为问题。制冷剂流过压缩机200内部，而制冷剂是具有介电常数的导电性物质。对于空调机来说，由于制冷剂与电动机5的绕组接触，而且制冷剂也与压缩机200的壳体接触，因此存在电动机5所具有的杂散电容特别大的问题。

如上述的专利文献1以及2所记载，在以事先决定的方法利用来自逆变器控制部8的信号的情况下，由于反向补偿而可能增加，而补偿会减弱。因此，如上述的专利文献4所记载的那样，检测漏电流，并以使检测出的漏电流为“0”的方式进行控制，在抑制反向补偿方面是有效的。然而，在专利文献4所记载的在检测之后将补偿电流输入对地的方法中，由于产生响应延迟，因此不能进行与检测出的漏电流同步的补偿。一般来说，专利文献1以及2所记载的方法被归类为开环式，专利文献4所记载的方法被归类为反馈式。

在本实施方式中，在进行反馈式控制的电力转换装置110中，减少从杂散电容向对地泄漏的漏电流，而且抑止反向补偿。电力转换装置110具备：漏电流检测部21，其检测作为零序电流的漏电流；漏电流控制部22，其基于由漏电流检测部21检测出的漏电流，以如下方式进行控制：对从漏电流检测至反相电流的输出为止的响应延迟进行超前补偿，同时减少漏电流；以及反相电流生成部23，其基于来自漏电流控制部22的控制信号，为了抵消从电动机5向对地e2泄漏的漏电流，生成与漏电流相反相位的电流并向对地e2输入。

图2是表示抵消漏电流的补偿动作的原理的示意波形的图。这里，相对于图1简化地表示其结构。电力转换装置110的反相电流生成部23输出与从电动机5泄漏的漏电流相反相位的反相电流。从电动机5泄漏的漏电流从对地e2经由对地e1通过交流电源1循环到电动机驱动装置100。因此，在漏电流检测部21中，通过检测从交流电源1输出的电流，能够检测从电动机5泄漏的漏电流。此外，在漏电流检测部21中，通过检测从交流电源1输出的电流，也能够检测出未图示的从电动机驱动装置100泄漏的漏电流。而且，如果由漏电流检测部21检测出的漏电流为“0”，那么不仅从电动机5泄漏的电流被抑制，而且从其它的部分、例如电动机驱动装置100泄漏的所有漏电流也被抑制。

这里，理想状态是能够瞬时地、无响应时间延迟地输出反相电流来抵消由漏电流检测部21检测出的漏电流，但在实际上是不可能的，只要相位偏移响应时间量，偏移量就可能会成为反向补偿量。因此，在本实施方式的电力转换装置110中，利用存储单元，通过反复控制来进行抑制。反复控制是指如下方法：将具有某一周期性变化的数据的一个周期的量全部进行存储，并以周期性的变化会反复产生为前提，基于存储的数据来进行控制。

图3是表示本实施方式涉及的漏电流控制部22的一个结构例的电路框图。由漏电流检测部21检测出的漏电流被输入漏电流控制部22中。漏电流控制部22将用于抵消检测出的漏电流的控制信号向反相电流生成部23输出，但若直接使用由漏电流检测部21检测出的漏电流，则输出将会延迟相当于在漏电流控制部22内部的运算部31的运算时间的量，从而反相电流的生成会产生延迟。

漏电流虽然被划分为噪声的一种，但属于噪声之中频率相对较低的噪声，特别是，其具有交流电源1的频率的周期性。因此，漏电流控制部22设置有储存部32，其作为交流电源1的输出频率的一个周期的漏电流数据的存储单元。作为储存部32，例如能够以可存储交流电源1的一个周期的漏电流数据的移位寄存器的形式来构成，但并不限定于此，也可以是其它结构。在漏电流控制部22中，将由漏电流检测部21检测出并输入的漏电流数据，经由运算部31储存于储存部32。

运算部31基于成为一个周期的数个采样前的、例如在图3所示的示例中是三个采样前的、储存于储存部32的漏电流数据，计算与交流电源1同步的周期性控制信号，以供反相电流生成部23用来输出漏电流的反相电流来进行抵消。储存于储存部32的、成为一个周期的三个采样前的漏电流数据是指，将交流电源1的一个周期前的漏电流数据与当前的漏电流的状态进行比较的情况下，比当前超前三个采样的状态的数据。

为了生成反相电流而使用的漏电流数据虽然是交流电源1的一个周期前的数据，但通过利用漏电流具有与交流电源1相同周期的周期性，在电力转换装置110中使用储存部32能够实现超前补偿。另外，虽然在储存部32中储存周期性数据的漏电流数据，但也可以不是一个周期，而是两个周期、三个周期。储存的周期较大的话，储存所需的数据容量会相应地增加，但例如通过使用多个周期的数据并使其平均化，能够避免突发的噪声的影响。在储存部32中，可根据与超前补偿的效果之间的关系来储存有效的周期的数据。

另外，在图3中，将三个采样前的漏电流数据用于运算，但这是一个示例，无需赘言，只要对应于因运算部31的运算而产生的时间延迟来设定即可，即使不是三个采样，也能够具有相同的效果。此外，虽然说明了将由漏电流检测部21检测出的漏电流数据储存于储存部32的情况，但并不限定于此。例如，无需赘言，还可以在储存部32中储存反相电流的指令值，或者储存生成反相电流的过程的数据，在效果上也不会有改变。

图4是表示本实施方式涉及的反相电流生成部23的一个结构例的电路框图。如图1所示那样，将平滑电容器7的两端电压设为p点、n点，将与该p点、n点连接的点表示在图4中。反相电流生成部23通过平滑电容器7的两端电压供给电力，基于来自漏电流控制部22的控制信号生成漏电流的反相电流，向接地点的对地e2输入反相电流。另外，虽然在图4中是通过由电阻与电容器构成的串联电路的阻抗43而输入的结构，但也可以仅由电容器构成，还可以包含电感等的感应性要素。只要是能够模拟电动机5的阻抗即可，电路结构并不受限。

此外，虽然在图4中由图腾柱型的晶体管41、42构成电路，但也可以是pnp型和npn型的上下颠倒的结构，而且即使不是晶体管，只要是能够输入反相电流的结构就具有等同效果。

如以上说明那样，根据本实施方式，在电力转换装置110中，由漏电流检测部21检测漏电流，在漏电流控制部22中，将由漏电流检测部21检测出的零序电流即漏电流的数据储存于储存部32，由运算部31基于运算时间，使用储存于储存部32的、成为一个周期的数个采样前的数据，生成用于生成抵消漏电流的反相电流的控制信号，由反相电流生成部23基于来自漏电流控制部22的控制信号，生成反相电流并向接地点输出。由此，电力转换装置110能够对检测出的漏电流进行超前补偿，因此在补偿漏电流时，能够使补偿动作没有延迟、并且不产生反向补偿地减少漏电流。

实施方式2

漏电流控制部22以及反相电流生成部23的结构并不限定于图3、图4所示的结构，也可以是三相结构。

图5是表示本实施方式涉及的漏电流控制部以及反相电流生成部的一个结构例的电路框图。与图3、图4的不同之处在于，采用三相结构。漏电流控制部22a设置有三相分配部33，使各控制信号为具有120度的相位差的控制信号。反相电流生成部23a也采用三相结构，每个相具有晶体管41a、41b、41c、42a、42b、42c，并且，每个相设有具有由电阻和电容器构成的串联电路的阻抗44。用晶体管41a和晶体管42a对应于一个相，用晶体管41b和晶体管42b对应于一个相，用晶体管41c和晶体管42c对应于一个相。电动机5一般来说以三相电动机为主流。三相电动机为主流的理由是，与单相电动机等相比效率较高。

通过使阻抗44为三相结构，能够准确地模拟电动机5，在反相电流生成部23a中起到能够更加精度良好地实施反相电流相对于漏电流的输入的效果。

实施方式3

图6是表示本实施方式涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。在图1所示的实施方式1的电动机驱动装置100中，从平滑电容器7的两端电压对反相电流生成部23供给电力。在本实施方式中，采用不是从电动机驱动装置100a、而是从比整流器3靠交流电源1侧对反相电流生成部23供给电力的结构。由于比整流器3靠交流电源1侧是交流电压，因此设有直流电压生成部120，该直流电压生成部120具有与整流器3不同的整流器50和平滑电容器51，生成直流电压并向反相电流生成部23进行供给。直流电压生成部120与电力转换装置110连接。

此外，在图6中，从比漏电流检测部21靠交流电源1侧进行电力供给。这是以准确地检测出在逆变器主电路6中泄漏的分量为目的的配置。此外，由于也产生了不少反相电流生成部23中的泄漏，因此虽然未图示，但也可以采用从漏电流检测部21与整流器3之间向反相电流生成部23供给电力的结构。在该情况下，电力转换装置110为了将反相电流生成部23的漏电流也包含在内地进行抑制而进行输入反相的漏电流的动作。

实施方式4

图7是表示本实施方式涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。如图7所示，也可以将漏电流检测部21配置于电动机驱动装置100b的直流侧。此时，在由共模线圈构成漏电流检测部21的情况下，由于存在直流励磁所导致的误动作的可能性，因此通过线圈的设计来应对。

实施方式5

图8是表示本实施方式涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。相对于图1所示的电动机驱动装置100，进一步追加了平滑电容器52、53。如图8所示，在电力转换装置110中，也可以不是向电动机5的对地e2、而是向由电动机驱动装置100c的平滑电容器52、53构成的直流电压的一半、即1/2的电位点输入与漏电流为相反相位的反相电流。也就是说，直流电压的1/2等价地相当于对地e2的电位变动，所以流出的漏电流量是该直流电压的1/2的电位变动量。因此，在电力转换装置110中，为了抑制漏电流，使电动机驱动装置100c的直流电压变动1/2的电位，由此等价地输入反相电流。另外，此时，以从交流侧对反相电流生成部23供给电力的方式构成。

此外，虽然未图示，但无需赘言，将交流侧的漏电流检测部21与反相电流生成部23的电流输入点颠倒、在直流侧检测漏电流并向交流侧的1/2的电位点输入反相电流，也等价地具有相同的意义。

另外，在上述的实施方式中，在比噪声滤波器2靠下游侧配置了电力转换装置110的各结构。这是因为，噪声滤波器2原本的目的就在于专门起到将来自交流电源1的漏电流等的噪声分量去除的作用。关于从电动机驱动装置泄漏的漏电流，只要构成为仅在电动机驱动装置与电力转换装置110之间循环，就不再存在向对地e2的流出，也不再存在流出对人体的影响。

实施方式6

图9是表示本实施方式涉及的电力转换装置以及电动机驱动装置的一个结构例的电路框图。在上述的实施方式的电动机驱动装置中，记载了交流直流转换部全部采用被称作全波整流的转换方式，但无需赘言，即使如图9所示的电动机驱动装置100d那样采用进行开关动作的有源型的交流直流转换部130，电力转换装置110的动作也不会有什么变化，具有相同的效果。

图9所示的交流直流转换部130采用具有整流器3、电抗器4、平滑电容器7、以及在交流侧具有开关元件的双向开关电路11的结构，但图10、图11所示的交流直流转换部也具有同样的效果。

图10、图11是表示本实施方式涉及的交流直流转换部的一个结构例的电路框图。图10所示的交流直流转换部130a具有整流器3、电抗器4、平滑电容器7a、7b、以及双向开关电路11a、11b。此外，图11所示的交流直流转换部130b具有整流器3、电抗器4a、4b、平滑电容器7、以及单向开关电路12a、12b。图10所示的交流直流转换部130a以及图11所示的交流直流转换部130b能够将直流电压升压为交流电源1的峰值电压值以上。在电动机驱动装置100d中，向电动机5输出的电压越高，来自电动机5的漏电流越增加。因此，具有这些交流直流转换部的电动机驱动装置与电力转换装置110的组合是较好的，通过由电力转换装置110进行减少漏电流的控制，能够进一步增加效果。

关于漏电流检测部21，记载了共模线圈的形式，但只要能够检测出漏电流，就不限定于共模线圈，例如，也可以利用检测电流的ct(currenttransformer，电流互感器)检测出电流的不平衡性，还可以利用电压检测器检测出零序电压。此外，也可以构成为通过设置变压器而检测绝缘的电压或电流。

在电力转换装置110中，能够减少因升压而增加的漏电流，因此能够在电动机驱动装置100d中使用高效率的高电压电动机，能够有助于设备整体的高效率化。

实施方式7

图12是表示本实施方式涉及的电动机5的定子的一个示例的剖面图。画影线的部分表示定子，在中心具有×的○的部分表示绕组。此外，在图12中，虽然未图示，但在定子与绕组之间配置有较薄的绝缘材料。电动机5随着节能化的推进，配置于定子的绕组与定子间的绝缘距离变短。绝缘距离越短，杂散电容越大，越容易流通有漏电流。为了实现绕组与定子之间的绝缘，以往，用塑料树脂构成绝缘材料，但为了实现电动机5的高效率化，采用了非常薄的膜状的绝缘材料，例如厚度比1mm薄的材料，由此导致漏电流进一步增加。

通过由电力转换装置110减少因在图12所示的集中绕组的电动机5中设有膜状的绝缘材料而增加的漏电流，由此能够提高电动机驱动装置100中的效率。而且，如上述那样，即使是以往可升压的交流直流转换部因漏电流而不能使用、或者使升压受限地动作而导致损失增加的情况下，通过设置电力转换装置110，也能够使用可升压的交流直流转换部，进而有助于设备整体的高效率化。

这是因为，电动机5通过逆变器主电路6而驱动动作，因此根据输入到逆变器主电路6的直流电压，驱动动作范围会变化。特别是，在转子使用了永久磁铁的电动机5的情况下，由于永久磁铁旋转，使得在定子侧的线圈中磁铁的磁通交链，从而产生电动势。

通过电动机5的电动势与从逆变器主电路6输出的电压的电位差，能够控制流向电动机5的电流，电动机5能够输出与电流成比例的转矩。由于输出转矩与电流×定子线圈匝数的乘积值成比例，因此若增加匝数，则能够不使电流增加地，通过电动机5输出与匝数不变而电流增加时同样的转矩。相反，若使电流增加，则电动机5中的铜损以及逆变器主电路6中的导通损失增加，导致电动机驱动装置100的损失增加。

因此，将电力转换装置110与使用了逆变器主电路6的电动机驱动装置100一同使用，该逆变器主电路6对使用了永久磁铁的电动机5进行驱动。此外，通过使用图10、图11所示的、能够将直流电压升压的交流直流转换部130a、130b，能够升压而供给高电压。

因此，通过将能够供给高电压的交流直流转换部130a、130b作为电动机驱动装置的结构，在使用了永久磁铁的电动机5中，通过使匝数增加而高电压化，能够将与匝数不变而电流增加时同样的转矩以无电流的增加的方式进行输出。

由此，在对高电压化后的电动机5等进行驱动的电动机驱动装置中，能够提高效率。关于因以提高效率的方式构成而增加的漏电流，由于并列构成的电力转换装置110抑制漏电流，因此能够将漏电流减少至与具有原始匝数的电动机5的电动机驱动装置同等水平以下。

这样，即使因节能化后的电动机5导致与对地e2的杂散电容变大，也能够通过电力转换装置110减少漏电流，因此能够提高电动机驱动装置的效率。

实施方式8

在上述的实施方式中，通过由被称作超结结构的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的mosfet构成电力转换装置110，能够进一步实现低损失化，提供高效率的电力转换装置110。另外，超结结构是指，具有比通常的mosfet更深的p层的构造，已知较深的p层宽广地与n层接触，从而具有低导通电阻却具有较高的耐电压性。

此外，关于构成电力转换装置110的电路的开关元件或者二极管，无需赘言，即使由gan(氮化镓)、sic(碳化硅)、金刚石等的宽禁带半导体来构成，也能够提供损失更低的电力转换装置110。而且，通过使用宽禁带半导体，耐电压性提高且允许电流密度也变高，因此能够实现mosfet的小型化，并能够实现组装有这些元件的半导体模块的小型化。由于耐热性也较高，因此也能够实现散热器的散热片的小型化。在电力转换装置110中，也可以不是在全部的开关元件或者二极管中应用宽禁带半导体，而是在至少一个以上的部件中应用宽禁带半导体。

而且，通过使用宽禁带半导体，在减少漏电流的电力转换装置110中，为了减少频带较宽的漏电流，能够通过以更高频动作而减少漏电流。虽然以高频动作会导致损失变大，进而导致漏电流增加，但由于在宽禁带半导体中，高频动作特性良好，因此适合应用于电力转换装置110。通过应用宽禁带半导体，能够在电力转换装置110中进一步扩宽漏电流减少的频带，能够更进一步地减少漏电流，并且即使以高频动作，损失也不会增加，能够无损于利用匝数增加的电动机5而高效率化的电动机驱动装置100的节能性地构成。

此外，虽然关于交流电源1记载为单相电源，但并非限定于单相电源，无需赘言，即使是三相电源也具有同样效果。

作为以上说明的电力转换装置的应用例，除了通过与驱动永久磁铁电动机的电动机驱动装置一同使用来实现节能之外，还能够大幅度减少来自安装有因制冷剂导致杂散电容较大的电动机的压缩机的漏电流，因此能够应用于所有空调机、制冷机、冷藏柜、除湿器、陈列柜、热泵式的洗涤烘干机、热泵式的热水器等家电产品，也能够应用于吸尘器、风扇电动机、换气扇、烘手机、电磁感应加热烹调器等。