电力转换装置的制作方法

本发明涉及将交流电力转换成直流电力的电力转换装置。

背景技术：

在下述专利文献1所示的现有技术中公开了一种功率因数改善电路，用于改善电源功率因数并减少输入电流中包含的谐波分量，通过选择全波整流模式或倍压整流模式并用开环控制短路元件的短路开始时刻和短路时间，来实现功率因数改善功能和升压功能。即，下述专利文献1的现有技术中，通过对整流电路切换用开关进行导通/断开控制，将整流电路控制为全波整流模式或倍压整流模式，将功率因数改善电路的直流输出电压大致分成两个阶段，并通过对短路元件进行开环式的短路可变控制，将该分成两个阶段的区域进一步分成无功率因数改善和有功率因数改善这两个阶段，由此整体上构成四个阶段的直流输出电压区域，从而扩大直流输出电压的输出范围，并且能够改善高负载侧的功率因数。

此外，在下述专利文献2所示的现有技术中，设置有直流电压控制部，其与根据负载对应地设定的直流输出电压基准值和平滑电容器的端子间电压的偏差值相对应地输出直流电压控制信号，并且还设置有电流基准运算部，其基于来自直流电压控制部的控制信号和与交流电源同步的正弦波状同步信号之积来输出电流基准信号。通过比较该电流基准信号和整流元件的交流侧电流，高频地对开关元件进行导通/断开控制，从而将交流输入电流控制成正弦波状，并且将直流输出电压控制成期望的值，能够使电源功率因数为1并抑制谐波的产生。

专利文献1：日本特开平11－206130号公报

专利文献2：日本专利第2140103号公报

技术实现要素：

然而，根据上述专利文献1、2的现有技术，限定了短路元件的控制方式。即，在这些现有技术中，短路元件的控制方式被限定为在整个负载区域中对电流进行反馈的高频开关模式和电流开环控制的部分开关模式中的一种。因此，这些现有技术为了避免在低负载区域内直流输出电压过度升压，不使短路元件动作，从而不进行功率因数改善。因此，在低负载区域中，输入电流波形失真较大，导致含有较多谐波分量的电流流过电抗器，电抗器铁损增大，由此功率因数改善电路的交直转换效率降低。

此外，在上述专利文献1的现有技术中，进行功率因数改善时的短路元件的短路控制是部分开关方式，即以开环方式控制短路开始时刻和短路时间，相对于电源周期仅在一定区间内进行短路动作，因此虽然能够实现功率因数改善以及直流输出电压的升压，但是在谐波产生量较多的高负载侧效果很小。因此，随着今后谐波限制的加强，为了通过现有技术获得充分的功率因数改善效果即谐波抑制能力，需要具有大电感值的电抗器，因此会产生交直转换效率降低、电路大型化、成本增加的问题。此外，在将谐波产生量抑制到一定程度并使直流输出电压升压的情况下，由于升压能力存在极限，所以高负载侧的运转变得不稳定，或者如果考虑高负载侧的稳定运转，则会导致负载的选择范围变窄。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种电力转换装置，能够在负载的整个运转区域内实现高效率化，并且能够满足高升压性能和谐波标准。

为了解决上述问题，实现发明目的，本发明涉及的电力转换装置具备：整流电路，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其使上述交流电源经由连接在上述交流电源与上述整流电路之间的电抗器短路；以及控制部，其在上述交流电源的半个周期中控制上述短路部的导通、断开动作，其中，上述控制部具有：驱动信号生成部，其生成用于控制上述短路部的导通、断开动作的开关脉冲即驱动信号；以及脉冲分割部，其将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。

本发明涉及的电力转换装置起到能够在负载的整个运转区域内都实现高效化并且满足高升压性能及谐波标准的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置的结构示例的图。

图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。

图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。

图4是表示第二脉冲分割部的结构示例的图。

图5是表示由电抗器、短路部、整流电路和平滑电容器构成的简易电路的图。

图6是表示在部分开关脉冲模式下交流电源的正极侧半个周期中使短路元件开关一次时的电源电流波形的图。

图7是表示没有将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图8是表示将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图9是表示在正极侧半个周期中和负极侧半个周期中将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图10是表示在电源半个周期中使短路部开关一次的驱动信号的图。

图11是表示在电源半个周期中使短路部开关多次的驱动信号的图。

图12是表示第一脉冲分割部利用的数据的生成步骤的流程图。

图13是表示由驱动信号生成部生成的驱动信号的导通时间、由第二脉冲分割部分割而成的驱动信号的导通时间和断开时间的图。

图14是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号的导通占空比的经时变化的图。

图15是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号的断开占空比的经时变化的图。

图16是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置的第一变形例的图。

图17是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置的第二变形例的图。

符号说明

1交流电源；2电抗器；3整流电路；4平滑电容器；5直流电压检测部；6电源电压检测部；7电流检测部；8电流检测元件；9电流检测单元；10负载；20控制部；21驱动信号生成部；22脉冲传递部；23脉冲分割部；23a第一脉冲分割部；23b第二脉冲分割部；23c数据存储部；23d选择器；30短路部；31二极管电桥；32短路元件；100电力转换装置。

具体实施方式

下面，基于附图，对本发明的实施方式涉及的电力转换装置详细地进行说明。另外，本发明不限于该实施方式。

实施方式

图1是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置100的结构示例的图。其包括将来自交流电源1的交流电力转换成直流电力的整流电路3、连接在交流电源1与整流电路3之间的电抗器2、检测交流电源1的电源电流Is的电流检测单元9、连接在整流电路3的输出端之间且使从整流电路3输出的全波整流波形的电压平滑化的平滑电容器4、检测平滑电容器4的两端电压即直流输出电压Vdc的直流电压检测部5、检测交流电源1的电源电压Vs的电源电压检测部6、使交流电源1经由电抗器2短路的短路部30、以及在交流电源1的半个周期中生成多个开关脉冲即驱动信号Sa2，并通过所生成的驱动信号Sa2控制短路部30的开关动作的控制部20。

相对于短路部30，电抗器2连接在靠交流电源1侧，插入在整流电路3的一个输入端与交流电源1之间。整流电路3由组合有四个二极管的二极管电桥构成。另外，整流电路3的结构不限于此，也可以将作为二极管连接的单向导通元件即金属氧化物半导体场效应晶体管进行组合而构成。

直流电压检测部5由放大器或电平转换电路实现，检测平滑电容器4的两端电压，并将检测出的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电压检测值的直流输出电压Vdc输出。

电流检测单元9由电流检测元件8和电流检测部7构成。电流检测元件8连接在电抗器2与整流电路3之间，检测连接位置处的电流值。作为一个示例，电流检测元件8使用电流互感器或分流电阻。电流检测部7由放大器或电平转换电路实现，将与由电流检测元件8检测出的电流成正比的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电流检测电压Vis输出。

作为双向开关的短路部30包括：经由电抗器2与交流电源1并联连接的二极管电桥31、以及与二极管电桥31的两个输出端连接的短路元件32。在短路元件32是金属氧化物半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极与脉冲传递部22连接，通过来自脉冲传递部22的驱动信号Sa2使短路元件32导通、断开。当短路元件32导通时，交流电源1经由电抗器2和二极管电桥31短路。

控制部20由微型计算机构成，具有：驱动信号生成部21，其基于直流输出电压Vdc和电源电压Vs生成用于控制短路部30的短路元件32的开关脉冲即驱动信号Sa和基准电压V_ref；脉冲分割部23，其将来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa分割成多个脉冲，并将分割后的多个脉冲即驱动信号Sa1输出到脉冲传递部22；以及脉冲传递部22，其将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1转换成驱动信号Sa2传递到短路部30。

基准电压V_ref是迟滞基准电压，即用于限制电源电流Is的值的阈值。基准电压V_ref包括正极侧基准电压V_refH和负极侧基准电压V_refL。对于生成基准电压V_ref的电路将在后文中进行说明。

脉冲分割部23具有：第一脉冲分割部23a，其通过软件处理将驱动信号Sa分割成多个脉冲即驱动信号Sa1；第二脉冲分割部23b，其通过硬件处理将驱动信号Sa分割成多个驱动信号Sa1；数据存储部23c，其用于存储第一脉冲分割部23a的运算所需的数据；以及作为选择部的选择器23d，其选择来自第一脉冲分割部23a的驱动信号Sa1或来自第二脉冲分割部23b的驱动信号Sa1并将其输出到脉冲传递部22。第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b的详情将在后文中说明。

在选择器23d的输入侧有两个端子，内部触点与X侧端子连接时由第一脉冲分割部23a生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22，内部触点与Y侧端子连接时由第二脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22。

脉冲传递部22由电平转换电路构成，为了能够进行栅极驱动而进行电压电平转换，将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1转换成作为栅极驱动信号的驱动信号Sa2并输出到短路部30。

图2是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图，图3是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。图2的电路通过由低通滤波器将驱动信号生成部21的端口输出Sb即脉冲宽度调制信号转换成直流值来生成基准电压V_ref。在这种情况下，通过控制脉冲宽度调制信号的占空比，能够连续地(seamless)改变基准电压V_ref的值。图3的电路通过由驱动信号生成部21的端口输出Sb驱动开关器TR，按电阻Rb、Rc的分压比,分阶段地改变基准电压V_ref的值。另外，生成基准电压V_ref的电路不限于图2、图3所示的电路，可以由图2、图3所示的电路以外的已知电路生成基准电压V_ref，也可以使用在控制部20的外部生成的这些基准电压V_ref。

图4是表示第二脉冲分割部23b的结构示例的图。第二脉冲分割部23b具有：正极侧迟滞比较器HCH，其根据通过式(1)计算出的正极侧上限阈值、通过式(2)计算出的正极侧下限阈值和正极侧基准电压V_refH的关系，决定与正极侧的电流控制范围相对应的迟滞来控制电流检测电压Vis的波形；以及负极侧迟滞比较器HCL，其根据通过式(1)计算出的负极侧上限阈值、通过式(2)计算出的负极侧下限阈值和负极侧基准电压V_refL的关系，决定与负极侧的电流控制范围相对应的迟滞来控制电流检测电压Vis的波形。此外，第二脉冲分割部23b还具有：使正极侧迟滞比较器HCH的输出反转的逻辑非(NOT)IC3、对逻辑非IC3的输出和驱动信号Sa进行逻辑与(AND)而输出正极侧驱动信号SaH的逻辑与IC2’、对负极侧迟滞比较器HCL的输出和驱动信号Sa进行逻辑与而输出负极侧驱动信号SaL的逻辑与IC2、以及对正极侧驱动信号SaH与负极侧驱动信号SaL进行逻辑与而输出作为逻辑与的结果的驱动信号Sa1的逻辑与IC4。电流控制范围是指交流电源1的电源电流Is的目标控制范围，上限阈值是指用于限制短路部30导通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是指设定得比上限阈值小的阈值。另外，式(1)的V_d表示低压系统电源，式(2)的V_OL表示运算放大器的输出饱和电压。

图1所示的电流检测部7具有设置在电流检测元件8的输出级的电平转换电路和放大器，使低压系统电源Vd的一半的值与0安培相当，将由电流检测元件8检测出的交流电流波形转换成仅有正极侧的电流波形输出。由此，在第二脉冲分割部23b中能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1。

通过使用由多个迟滞比较器构成的第二脉冲分割部23b，能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1。通过由驱动信号Sa1控制电源电流Is即电流检测电压Vis的波形，能够抑制短路部30导通时流过的短路电流的峰值，并且能够使直流输出电压Vdc升压。

此外，迟滞比较器能够通过改变电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值来改变迟滞的宽度。例如将开关和电阻的串联电路与电阻R2或电阻R2’并联连接，通过开闭开关能够切换合成电阻值。通过由迟滞比较器进行控制部20的处理的一部分，能够减轻控制部20的运算负荷，从而能够用廉价的中央处理单元制作电力转换装置100。

下面对动作进行说明。图5是表示由电抗器2、短路部30、整流电路3和平滑电容器4构成的简易电路的图，在图5中示出了短路部30导通、断开时的电流路径。图6是表示在部分开关脉冲模式下在交流电源1的正极侧半个周期中使短路元件开关一次时的电源电流Is的波形的图。在图6中，作为部分开关脉冲模式下的动作的一个示例，示出了在电源半个周期内使短路部30开关一次时的作为单脉冲的驱动信号Sa1。部分开关脉冲模式是指在电流开环控制中在电源电压半个周期内使短路部30导通、断开一次或多次、即进行一次或多次短路动作的模式。在部分开关脉冲模式下，通过控制短路部30的短路开始时间和短路持续时间，能够控制存储在电抗器2中的能量，能够使直流输出电压Vdc不分阶段地升压。在图6中，示出了在电源半个周期中使短路部30导通、断开一次时的作为单脉冲的驱动信号Sa1，但是在电源半个周期中使短路部30开关的次数也可以为两次以上。

在短路部30导通时，交流电源1、电抗器2和短路部30形成闭合电路，交流电源1经由电抗器2短路。因此，电源电流Is流过闭合电路，在电抗器2中存储以电源电流Is的值I取平方所得的值乘以电抗器2的电感L后除以2而求出的磁能。存储能量在短路部30断开的同时向负载10侧释放，由整流电路3整流后输送至平滑电容器4。通过该一连串动作，图5的电流路径中流过电源电流Is。由此，与无功率因数改善的无源模式(passive mode)相比能够扩展电源电流Is的导通角，从而能够改善功率因数。

图7是表示没有将驱动信号Sa分割成多个脉冲时的电源电流Is的波形的图。在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，在驱动信号Sa的导通期间t内，驱动信号Sa1也导通与驱动信号Sa的导通期间t相同的期间。导通期间t是从驱动信号Sa导通开始到其断开为止的期间。因此，短路元件32的短路时间在电源电压Vs升压时与驱动信号Sa的导通期间t成正比地变长，电源电流Is增加。在电源电流Is达到设定值时驱动信号Sa断开，在驱动信号Sa断开的定时驱动信号Sa1断开。

在短路元件32的短路时间变长的情况下，虽然电抗器2中能够存储更多的能量，但是由于电源电流Is的峰值增大，所以产生功率因数变差、谐波分量增加、电路损失增加等问题。

图8是表示将驱动信号Sa分割成多个脉冲时的电源电流Is的波形的图。在驱动信号Sa导通的定时驱动信号Sa1导通，电源电流Is增大。随着电源电流Is的增大，电流检测电压Vis即由电流检测部7检测到的电流检测值上升。在驱动信号Sa导通期间内电流检测值超过上限阈值时，脉冲分割部23使驱动信号Sa1断开。由此，电源电流Is减小，电流检测值下降。然后，在驱动信号Sa导通的期间内电流检测值低于下限阈值时，脉冲分割部23再次使驱动信号Sa1导通。由此，电源电流Is再次增加，由电流检测部7检测到的电流检测值上升。

在驱动信号Sa的导通期间t内驱动信号Sa1反复导通、断开，由此驱动信号Sa的导通期间t内的电流检测电压Vis的峰值即电源电流Is的峰值被控制在电流控制范围w内。因此，在使直流输出电压Vdc升压到较高的值时，驱动信号Sa的导通期间t内的电源电流Is的峰值与驱动信号Sa1从导通变成断开时的峰值相比被限制。

另外，通过调整电流控制范围w的上限阈值和下限阈值，能够控制驱动信号Sa导通期间t内的驱动信号Sa1的开关次数即驱动信号Sa1的开关频率。

图9是表示在正极侧半个周期中和负极侧半个周期中将驱动信号Sa分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。在图9中，示出了第二脉冲分割部23b进行了分割动作后的正极侧驱动信号SaH、负极侧驱动信号SaL、正极侧上限阈值V_THH(H)、正极侧下限阈值V_THH(L)、负极侧上限阈值V_THL(H)和负极侧下限阈值V_THL(L)。

通过在交流电源1的正极侧和负极侧进行脉冲分割动作，使正极侧的电源电流Is的峰值处于以正极侧基准电压V_refH为中心值的电流控制范围w内，使负极侧的电源电流Is的峰值处于以负极侧基准电压V_refL为中心值的电流控制范围w内。

另外，在开关频率较高的情况下，开关所引起的损失增加、辐射骚扰、以及端子骚扰电压会成为问题。在解决这样的问题时，通过以基准电压V_ref为中心值扩大电流控制范围w，使驱动信号Sa1的开关次数降低。由此，能够使开关频率低频化，从而抑制损失增加、辐射骚扰、以及端子骚扰电压。

另一方面，在开关频率较低的情况下，可听见频率范围内的噪声会成为问题。在解决这样的问题时，通过以基准电压V_ref为中心值缩小电流控制范围w，使驱动信号Sa1的开关次数上升。由此，能够使开关频率高频化，从而抑制噪声。

接着，对第一脉冲分割部23a的结构进行说明。在使用第一脉冲分割部23a进行短路部30的开关的情况下，需要决定短路部30的导通、断开定时。为此，需要确定驱动信号Sa的上升时刻Ta、驱动信号Sa的下降时刻Tb。

图10是表示在电源半个周期中使短路部30开关一次的驱动信号的图，图11是表示在电源半个周期中使短路部30开关多次的驱动信号的图。

设在从过零点T0经过一定时间后驱动信号Sa上升的时刻为T1a，驱动信号Sa下降的时刻为T1b。将例如从过零点T0至T1a的时间、以及从过零点T0至T1b的时间作为数据保存，则能够确定短路部30的导通、断开定时。通过利用这些时间数据，第一脉冲分割部23a如图10所示那样能够在电源半个周期中使短路部30开关一次。

另一方面，如图11所示那样在电源半个周期中使短路部30开关N次的情况下(N为2以上的整数)，设在从过零点T0经过一定时间后第n个驱动信号Sa上升的时刻为Tna，第n个驱动信号Sa下降的时刻为Tnb。在这种情况下，为了确定短路部30的导通、断开定时，需要保存与n的值成比例的数据数，控制参数随着开关次数增加而增加。根据直流电压指令、负载的大小、负载的种类等运转条件，控制参数的设计会变得复杂，如果开关次数增加则数据的可靠性验证或评价需要大量的时间。

另一方面，在使用由硬件构成的第二脉冲分割部23b的情况下，虽然不需要进行数据的可靠性验证或评价，但是在例如为了应对运转条件而需要变更硬件结构的情况下，有时因尺寸上的制约或成本上的制约而难以变更结构。

本发明的发明人关注在电源半个周期内以使电源电流Is的峰值处于电流控制范围w内的方式生成的多个驱动信号Sa1的导通时间和断开时间的经时变化的趋势，从而制作出能够抑制控制参数增加，减少可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会造成成本大幅增加而实现高效化且可靠性高的电力转换装置100。

图12是表示在第一脉冲分割部23a中利用的数据的生成步骤的流程图。这里，对使用由图1所示的第二脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1来求取应存储到数据存储部23c的数据的示例进行说明。

步骤S1

将图1所示的选择器23d的内部触点切换到Y侧输入端子。由此，能够使用由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa自动地得到驱动信号Sa1。

步骤S2

例如对驱动信号生成部21设定运转条件。

步骤S3

对电源电流Is的电流限制电平和电流控制范围w进行调整。电流限制电平由正极侧基准电压V_refH和负极侧基准电压V_refL决定，电流控制范围w由图4所示的电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值决定。使用这些被限定了的参数来调整电流限制电平和电流控制范围w，以能够获得所需的升压性能、电源功率因数或谐波电流。

步骤S4

根据在步骤S2中设定的运转条件以及在步骤S3中调整好的参数，对由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的上升时刻和下降时刻进行收集，并且对使用步骤S3的参数由第二脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1的上升时刻和下降时刻进行收集。数据收集通过解析或在本装置上进行。

步骤S5

使用通过步骤S4收集的数据，测算驱动信号Sa的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的断开时间Toff。

图13是表示由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的导通时间Ton、由第二脉冲分割部23b被分割而成的驱动信号Sa1的导通时间Ton和断开时间Toff的图。

在图13中，示出了在电源电压Vs的正极侧半个周期和负极侧半个周期生成的驱动信号Sa、以及在驱动信号Sa的导通时间Ton内生成的N个(N为2以上的整数)驱动信号Sa1。

在电源电压Vs上升时的从过零点T0经过一定时间Tdl后的时刻，驱动信号Sa和第一个驱动信号Sa1都为导通。Ton(1)表示在正极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1的导通时间、即从第一个驱动信号Sa1上升的时刻开始直到其下降为止的时间。Ton(2)表示在正极侧半个周期内生成的第二个驱动信号Sa1的导通时间，Ton(N)表示在正极侧半个周期内生成的第N个驱动信号Sa1的导通时间。

同样，在电源电压Vs下降时的从过零点经过一定时间后的时刻，驱动信号Sa和第一个驱动信号Sa1都为导通。Toff(1)表示在负极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1与第二个驱动信号Sa1之间的断开时间、即从第一个驱动信号Sa1下降的时刻开始直到第二个驱动信号Sa1上升为止的时间。Toff(2)表示在负极侧半个周期内生成的第二个驱动信号Sa1与第三个驱动信号Sa1之间的断开时间，Toff(N－1)表示在负极侧半个周期内生成的第N－1个驱动信号Sa1与第N个驱动信号Sa1之间的断开的时间。

根据通过步骤S4收集到的驱动信号Sa的上升时刻和下降时刻、以及第一个～第N个各驱动信号Sa1的上升时刻和下降时刻，求取图13所示的驱动信号Sa的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的断开时间Toff。进而，根据所收集到的各驱动信号Sa1的顺序，求取各驱动信号Sa1的脉冲编号、以及相邻的驱动信号Sa1之间的脉冲间隔编号。

步骤S6

接着，使用通过步骤S5得到的各驱动信号Sa1的导通、断开时间，求取各驱动信号Sa1的导通时间Ton相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的导通占空比、以及各驱动信号Sa1的断开时间Toff相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的断开占空比。

如上所述，关注在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的导通时间和断开时间的经时变化的趋势，就能够发现导通占空比和断开占空比的规律性。以下具体进行说明。

为了计算导通占空比和断开占空比，定义下述函数。

式(3)是电源半个周期内的第x个驱动信号Sa1的导通时间Ton(x)相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的导通占空比。N是在电源半个周期内生成的驱动信号Sa1的总数。

式(4)是电源半个周期内的第x个驱动信号Sa1与第x－1个驱动信号Sa1之间的断开时间Toff(y)相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的断开占空比。N是在电源半个周期内生成的驱动信号Sa1的总数。

图14是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号Sa1的导通占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期内生成的N个驱动信号Sa1中的第二个～第N个驱动信号Sa1的编号即脉冲编号x，纵轴表示通过式(3)求出的与第二个～第N个驱动信号Sa1n对应的导通占空比。

关注第二个～第N个驱动信号Sa1的脉冲串，可知如图9所示那样电源电流Is的峰值处于电流控制范围w内时的导通占空比呈向下突出的抛物线且具有其坡度较缓的特征。

图15是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号Sa1的断开占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期内生成的各驱动信号Sa1之间隔的编号即脉冲间隔编号y，纵轴是通过式(4)求出的与第一个～第N个驱动信号Sa1n对应的断开占空比的值。

关注第一个～第N个驱动信号Sa1的脉冲串，可知如图9所示那样电源电流Is的峰值处于电流控制范围w内时的断开占空比呈向上突出的抛物线且具有其坡度比导通占空比陡的特征。

步骤S7

这样，在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的导通占空比和断开占空比经时变化且变化的趋势不同。本发明的发明人考虑到用近似式表示在电源半个周期内生成的多个驱动信号Sa1中特定区域的驱动信号Sa1的导通占空比和断开占空比的方法。

导通占空比具有其坡度较缓的特征。因此，式(3)的导通占空比能够用例如式(5)所示的二次式来近似表示。其中，A1、B1、C1表示近似式的各常数。

on_duty(x)＝A₁·x²+B₁·x+C₁ {2≤x≤N} …(5)

式(4)的断开占空比虽然可以用二次式来近似表示，但是断开占空比具有其坡度比导通占空比陡的特征。因此在本实施方式中，为了提高占空比设定的自由度，如式(6)所示那样用四次式近似表示。其中，A2、B2、C2、D2、E2表示近似式的各常数。

off_duty(y)＝A₂·y⁴+B₂·y³+C₂·y²+D₂·y+E₂ {1≤y≤(N-1)}

…(6)

另外，关于特定区域以外的脉冲即第一个驱动信号Sa1的导通占空比，能够用式(7)表示。N为在电源半个周期内生成的驱动信号Sa1的总数。这样，关于第一个驱动信号Sa1的导通时间，不进行导通占空比的设定而使用式(7)，由此也能够吸收近似式的误差。

这样，求取在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1中特定区域的驱动信号Sa1的导通占空比的近似式、在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的断开占空比的近似式、以及特定区域以外的驱动信号Sa1的导通占空比。

步骤S8

将通过步骤S7求出的导通占空比与脉冲编号相关联来使其函数化，使通过步骤S7求出的断开占空比与脉冲间隔编号函数化，将这些函数化的数据及与近似式的常数相关的数据存储在数据存储部23c中。

第一脉冲分割部23a测算来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa的导通时间Ton，将驱动信号Sa的导通时间Ton乘以从数据存储部23c读取的导通占空比和断开占空比，由此决定电源半个周期中的第一个～第N个驱动信号Sa1的导通、断开时间。由此，短路部30的导通、断开定时唯一地确定，能够按该导通、断开定时将驱动信号Sa分割成多个驱动信号Sa1。

这样，通过使用由占空比表示脉冲串配置的函数，即使开关次数增加，也不会导致存储在数据存储部23c中的控制参数增加，而能够确定短路部30的导通、断开定时。

另外，在本实施方式中，电抗器2插入在交流电源1与整流电路3之间，整流电路3经由电抗器2与交流电源1连接，但是电力转换装置100只要能够经由电抗器2进行电源的短路和开路即可，因此整流电路3、电抗器2和短路部30的位置关系不限于图示例的结构。即，电力转换装置100只要构成为在短路时电源电流Is按交流电源1、电抗器2、短路部30、交流电源1的顺序流过即可，也可以是例如在交流电源1与电抗器2之间插入有整流电路3，电抗器2经由整流电路3与交流电源1连接的结构。

此外，在本实施方式中，为了生成驱动信号Sa1而检测电源电压Vs、电源电流Is和直流输出电压Vdc，但是在用存储在数据存储部23c中的数据使第一脉冲分割部23a动作时，并不需要检测电源电流Is，根据所构筑的系统规格来选择是否要检测电源电流即可。此外，在本实施方式中示出了使占空比函数化的示例，但是也可以将使导通时间和断开时间函数化而得到的数据、或者用二次以上的近似式表示导通时间和断开时间而得到的数据存储在数据存储部23c中来用于脉冲分割动作。

此外，在本实施方式中示出了使用近似式来生成脉冲的一个示例，但是例如在电源半个周期中生成的驱动信号Sa1的数量较少的情况下，也可以不使用近似式，而存储通过步骤S6求出的与各占空比相关的数据，或者存储通过步骤S5求出的与各脉冲的导通时间和脉冲间的断开时间相关的数据，并使用这些数据来生成驱动信号Sa1。采用这样的结构，也能够在第一脉冲分割部23a进行脉冲分割，能够抑制控制部20的改良所带来的成本增加。

此外，第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b可以仅使用其中一方，也可以根据运转条件切换使用。例如，在因尺寸上的制约或成本上的制约而难以变更控制部20的结构的情况下，使选择器23d的内部触点与X侧端子连接而仅使用第一脉冲分割部23a。在成本上的制约不高但是为了适用于各种规格环境而需要提高电源电流Is的波形生成精度的情况下，使选择器23d的内部触点与Y侧端子连接而仅使用第二脉冲分割部23b。在需要提高波形生成精度并且在特定的运转条件下为了应对噪声而需要与电源电流无关地输出特定的脉冲模式的情况下，根据运转条件将选择器23d的内部触点切换到X侧端子或者Y侧端子，一并使用第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b。

此外，在本实施方式中说明的是通过固定基准电压V_ref的值来生成方波状的电源电流Is的动作示例，但是也可以是通过使基准电压V_ref经时变化来生成方波以外的形状的电源电流Is的结构。此外，在本实施方式中说明的是使用由第二脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1来求取应存储到数据存储部23c的数据的示例，但是不限于此，也可以在预先的解析中，基于在驱动信号Sa的导通期间内使电源电流Is的峰值处于电流控制范围w内的各驱动信号Sa1的导通、断开时间，求取使各驱动信号Sa1的导通占空比与脉冲编号相关联的函数、以及使各驱动信号Sa1的断开占空比与脉冲间隔编号相关联的函数，并将这些函数化的数据及与近似式的常数相关的数据存储在数据存储部23c中。

此外，第一脉冲分割部23a也可以是下述结构。图16是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置100的第一变形例的图。为了简化说明，将存储在数据存储部23c中的数据假设为导通时间和断开时间、或者导通占空比和断开占空比。在图16的电力转换装置100中，由电流检测单元9检测到的电流检测电压Vis被输入到第一脉冲分割部23a，第一脉冲分割部23a基于电流检测电压Vis计算用于修正导通占空比和断开占空比的修正系数，或者计算用于修正导通时间和断开时间的修正系数。第一脉冲分割部23a将修正系数乘以从数据存储部23c读取的导通占空比和断开占空比，或者将修正系数乘以从数据存储部23c读取的导通时间和断开时间。第一脉冲分割部23a将驱动信号Sa的导通时间Ton乘以修正后的导通占空比和断开占空比，或者将驱动信号Sa的导通时间Ton乘以修正后的导通时间和断开时间。采用这样的结构，能够提高驱动信号Sa1的导通、断开时间的精度。

此外，脉冲分割部23也可以是下述结构。图17是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置100的第二变形例的图。图17所示的脉冲分割部23中省略了图16所示的选择器23d和第二脉冲分割部23b。即，脉冲分割部23具有第一脉冲分割部23a和数据存储部23c，在第一脉冲分割部23a中，基于电流检测电压Vis计算用于修正导通时间和断开时间的修正系数，由第一脉冲分割部23a生成的驱动信号Sa1直接被输出到脉冲传递部22。在不对导通占空比和断开占空比进行修正的情况下，可以采用不向第一脉冲分割部23a输入电流检测电压Vis的结构。在不计算修正系数的情况下，也可以采用不向第一脉冲分割部23a输入电流检测电压Vis的结构。

另外，在仅使用第二脉冲分割部23b的情况下也采用同样的结构即可，在这种情况下，脉冲分割部23仅具有图16所示的第二脉冲分割部23b，在第二脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1直接被输出到脉冲传递部22。

如以上说明的那样，本实施方式涉及的电力转换装置100具备：整流电路，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其使上述交流电源经由连接在上述交流电源与上述整流电路之间的电抗器短路；以及控制部，其在上述交流电源的半个周期中控制上述短路部的导通、断开动作，其中，上述控制部具有：驱动信号生成部，其生成用于控制上述短路部的导通、断开动作的开关脉冲即驱动信号；以及脉冲分割部，其将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，能够提供可实现高效化且可靠性高的电力转换装置100。

此外，脉冲分割部通过软件处理和硬件处理中的某一处理将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，在因尺寸上的制约或成本上的制约而难以变更控制部20的结构的情况下，能够通过软件处理进行脉冲分割，在为了适用于各种规格环境而需要提高电源电流Is的波形生成精度的情况下，能够通过硬件处理进行脉冲分割。

此外，脉冲分割部具有：第一脉冲分割部，其通过软件处理将上述驱动信号分割成多个开关脉冲；第二脉冲分割部，其通过硬件处理将上述驱动信号分割成多个开关脉冲；以及选择器，其选择来自第一脉冲分割部的开关脉冲或来自上述第二脉冲分割部的开关脉冲并将其输出。采用这样的结构，能够根据运转条件容易地在第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b之间进行切换使用。

此外，脉冲分割部具备用于存储在通过上述软件处理将上述驱动信号分割成多个开关脉冲时所使用的数据的数据存储部，基于存储在上述数据存储部中的数据，将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，无需从控制部20的外部输入数据就能够进行脉冲分割。

此外，存储在数据存储部中的数据是上述驱动信号的分割数、上述多个开关脉冲的导通时间和上述多个开关脉冲的断开时间，或者是上述驱动信号的分割数、上述多个开关脉冲的导通时间相对于上述驱动信号的导通时间的导通占空比以及上述多个开关脉冲的断开时间相对于上述驱动信号的导通时间的断开占空比。通过使用这样的数据，能够在驱动信号Sa1的数量较少的情况下确定短路部30的导通、断开定时，不会导致因控制部20的改良所带来的成本增加。

此外，存储在数据存储部中的数据是用基于上述多个开关脉冲的编号的函数表示上述多个开关脉冲的导通时间和断开时间的数据。通过使用这样的数据，即使开关次数增加也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且应存储在数据存储部23c中的控制参数也较少，因此不需要使用高价的存储器。而且能够减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会导致装置成本增加。

此外，存储在数据存储部中的数据是用二次以上的近似式表示上述多个开关脉冲的导通时间和断开时间的数据。通过使用这样的数据，即使开关次数增加也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且能够进一步减少应存储在数据存储部23c中的控制参数，因此能够大幅减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担。

此外，存储在数据存储部中的数据中，上述多个开关脉冲的断开时间的变化率大于上述多个开关脉冲的导通时间的变化率。这样，在使用具有经时变化的趋势的数据的情况下，也能够获得与使用由二次以上的近似式表示的数据时相同的效果。

此外，存储在数据存储部中的数据是用基于上述多个开关脉冲的编号的函数表示上述多个开关脉冲的导通时间相对于上述驱动信号的导通时间的导通占空比和上述多个开关脉冲的断开时间相对于上述驱动信号的导通时间的断开占空比的数据。通过使用这样的数据，即使开关次数增加，也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且应存储在数据存储部23c中的控制参数也较少，因此不需要使用高价的存储器。因此，能够减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会导致装置成本增加。

此外，存储在数据存储部中的数据是用二次以上的近似式表示上述多个开关脉冲的上述导通占空比和上述断开占空比的数据。通过使用这样的数据，即使开关次数增加，也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且能够进一步减少应存储在数据存储部23c中的控制参数，能够大幅减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担。

此外，存储在数据存储部中的数据中，上述多个开关脉冲的上述断开占空比的变化率大于上述多个开关脉冲的导通占空比。这样，在使用具有经时变化的趋势的数据的情况下，也能够获得与使用由二次以上的近似式表示的数据时相同的效果。

此外，存储在数据存储部中的数据中，上述多个开关脉冲的脉冲串中第一个开关脉冲的导通时间比第二个以后的开关脉冲的导通时间长。通过使用这样的数据，与第一个开关脉冲的导通时间被设定为与第二个以后的开关脉冲的导通时间相同的值的情况相比能够减少驱动信号Sa1的开关次数，由于抑制元件损失因而能够抑制温度上升，并且能够减少噪声。

此外，存储在数据存储部中的数据中，以在比上述交流电源的半个周期短的期间内使电源电流处于从上限阈值到小于该上限阈值的下限阈值的范围内的方式，设定有上述多个开关脉冲的导通时间相对于上述驱动信号的导通时间的导通占空比和上述多个开关脉冲的断开时间相对于上述驱动信号的导通时间的断开占空比，或者设定有上述多个开关脉冲的导通时间和断开时间。采用这样的结构，能够抑制电源电流Is的峰值并且使直流输出电压Vdc升压。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制短路部30导通时的电源电流Is的失真，能够抑制谐波分量。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够扩大电源电流Is的流通期间，能够提高功率因数。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制构成交流电源1的滤波电路和其他部件的容量增加，从而能够抑制成本增加。

此外，电力转换装置具备用于检测电源电流的电流检测单元，在通过上述软件处理将上述驱动信号分割成多个开关脉冲时，上述脉冲分割部基于由上述电流检测单元检测出的电源电流，对上述多个开关脉冲的导通时间相对于上述驱动信号的导通时间的导通占空比和上述多个开关脉冲的断开时间相对于上述驱动信号的导通时间的断开占空比进行修正，或者对上述多个开关脉冲的导通时间和断开时间进行修正。采用这样的结构，能够提高驱动信号Sa1的导通、断开时间的精度。

以上的实施方式所示的结构仅表示本发明内容的一个示例，还能够与其它公知技术组合，也能够在不脱离本发明要旨的范围内省略、变更其结构的一部分。