电力转换装置的制作方法

本发明涉及将交流电力转换成直流电力的电力转换装置。

背景技术：

下述专利文献1的直流电源装置具备：对交流电压进行整流的整流单元、倍压整流电路、使交流电源经由电抗器短路的开关单元、使开关单元短路或开路的控制单元、以及用于存储与负载对应的开关单元的驱动模式的存储单元，使开关单元按预先存储的驱动模式进行动作。

下述专利文献2的直流电源装置具备：整流电路、与整流电路连接的电抗器、使交流电源经由电抗器短路的开关部、用于存储开关部的短路定时的短路定时存储部、用于存储电抗器的电感值的电感存储部、进行使开关部短路或开路的控制的开关控制部、以及电感估计部。在下述专利文献2的直流电源装置中，基于存储在短路定时存储部中的短路定时、由电感估计部估计出的电抗器的电感值、以及由检测单元检测出的电压和电流的信息，决定短路的持续时间来控制开关部，或者基于存储在短路定时存储部中的短路定时、存储在电感存储部中的电感值、以及由检测单元检测出的电压和电流的信息，决定短路的持续时间来控制开关部。

专利文献1：日本特开2006－174689号公报

专利文献2：日本特开2013－106455号公报

技术实现要素：

在上述专利文献1所公开的现有技术中，没有考虑由瞬时电流变化所引起的电抗器的电感变动。因此，在上述专利文献1所公开的现有技术中，流过电抗器的瞬时电流的大小发生变化，而难以得到所需要的波形形状、功率因数、谐波及升压性能。

另一方面，在上述专利文献2所公开的现有技术中，需要进行考虑到电抗器的电感变动的复杂计算。因此存在下述问题：用于得到所需要的波形形状、功率因数、谐波及升压性能的设计负担会增加，而且短路的持续时间的运算处理需要较长的时间。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够降低设计负担并且改善功率因数、抑制谐波分量或抑制电路损失的电力转换装置。

为了解决上述问题，实现发明目的，本发明涉及的电力转换装置具备：整流器，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其使上述交流电源经由电抗器短路；以及控制部，其在上述交流电源的半个周期中控制上述短路部，在上述控制部中设定有使用上述电抗器的电感而得到的修正量，上述控制部至少使用电源电流的检测值和上述修正量，变更多个开关脉冲的导通时间和断开时间，并使用变更后的多个开关脉冲来控制上述短路部的导通、断开动作。

本发明涉及的电力转换装置起到能够降低设计负担并且改善功率因数、抑制谐波分量或抑制电路损失的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置的结构示例的图。

图2是表示图1所示的整流器和短路部的结构示例的图。

图3是表示由电抗器、短路部、整流电路和平滑电容器构成的简易电路的图。

图4是表示在交流电源的正极侧半个周期中使短路元件开关一次时的电源电流的波形的图。

图5是表示没有将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图6是表示将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图7是表示在正极侧半个周期中和负极侧半个周期中将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图8是表示存储在数据存储部中的数据与由脉冲模式生成部生成的驱动信号之间的关系的图。

图9是表示使用式(1)计算出的电源半个周期中的导通占空比的经时变化的图。

图10是表示使用式(2)计算出的电源半个周期中的断开占空比的经时变化的图。

图11是表示负载与修正系数之间的关系的图。

图12是表示流过电抗器的电源电流与电抗器的电感之间的关系的图。

图13是表示在用将导通、断开占空比移动之前的驱动信号来控制短路部时流过的电源电流的波形的图。

图14是表示在用将导通、断开占空比移动之后的驱动信号来控制短路部时流过的电源电流的波形的图。

符号说明

1交流电源；2电抗器；3整流器；4整流电路；5平滑电容器；6直流电压检测部；7电源电压检测部；8电流检测部；9电流检测元件；10电流检测单元；11负载；20控制部；21驱动信号生成部；22数据存储部；23脉冲模式生成部；23a导通断开时间变更部；23b脉冲分割部；24脉冲传递部；30短路部；31二极管电桥；32短路元件；100电力转换装置。

具体实施方式

下面，基于附图详细说明本发明的实施方式涉及的电力转换装置。另外，本发明不限于该实施方式。

实施方式

图1是表示本发明的实施方式涉及的电力转换装置100的结构示例的图。其具有：将来自作为电源部的交流电源1的交流电力转换成直流电力的整流器3、连接在交流电源1与整流器3之间的电抗器2、检测交流电源1的电源电压vs的电源电压检测部7、连接在电抗器2与整流器3之间且检测连接位置处的电流值的电流检测元件9、将与电流检测元件9检测出的电流成比例的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电流检测电压vis输出的电流检测部8、使交流电源1经由电抗器2短路的短路部30、以及在交流电源1的半个周期内生成多个开关脉冲即驱动信号sa2，并通过所生成的驱动信号sa2控制短路部30的开关动作的控制部20。

相对于短路部30，电抗器2连接在靠交流电源1侧，且插入在整流器3的一个输入端与交流电源1之间。作为一个示例，电流检测元件9使用电流互感器或分流电阻。电流检测部8由放大器或电平转换电路实现。

图2是表示图1所示的整流器3和短路部30的结构示例的图。整流器3包括：由组合有四个二极管的二极管电桥31构成的整流电路4、以及连接在整流电路4的输出端之间且使从整流电路4输出的全波整流波形的电压平滑化的平滑电容器5。在图2中示出了由电流检测元件9和电流检测部8构成的电流检测单元10，电流检测单元10检测交流电源1的电源电流is。

直流电压检测部6由放大器或电平转换电路实现，检测平滑电容器5的两端电压，将检测出的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电压检测值的直流输出电压vdc输出。另外，整流电路4的结构不限于此，也可以将作为二极管连接的单向导通元件即金属氧化物半导体场效应晶体管进行组合而构成。

作为双向开关的短路部30包括：经由电抗器2与交流电源1并联连接的二极管电桥31、以及与二极管电桥31的两个输出端连接的短路元件32。在短路元件32是金属氧化物半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极与脉冲传递部24连接，通过来自脉冲传递部24的驱动信号sa2使短路元件32导通、断开。当短路元件32导通时，交流电源1经由电抗器2和二极管电桥31短路。

控制部20由微型计算机构成，具有：驱动信号生成部21，其基于直流输出电压vdc和电源电压vs生成用于控制短路元件32的开关脉冲即驱动信号sa；数据存储部22，其存储脉冲模式生成部23中进行运算所需的数据；脉冲模式生成部23，其基于从数据存储部22读取的数据和来自驱动信号生成部21的驱动信号sa，生成由多个脉冲构成的脉冲模式即驱动信号sa1；以及脉冲传递部24，其将来自脉冲模式生成部23的驱动信号sa1转换成驱动信号sa2传递到短路部30。

存储在数据存储部22中的数据是与将各驱动信号sa1的导通占空比和脉冲编号相关联的函数的近似式相关的数据、与将各驱动信号sa1的断开占空比和脉冲间隔编号相关联的函数的近似式相关的数据、以及与近似式的常数相关的数据。导通占空比是指各驱动信号sa1的导通时间相对于驱动信号sa的导通时间的比率，断开占空比是指各驱动信号sa1的断开时间相对于驱动信号sa的导通时间的比率。这些数据的详情将在后文中说明。

脉冲模式生成部23具有：导通断开时间变更部23a，其至少基于电源电流is的检测值和修正量，变更用于控制短路部30的多个开关脉冲的导通时间和断开时间；以及脉冲分割部23b，其基于变更后的导通时间和断开时间分割驱动信号sa来生成驱动信号sa1。修正量的详情将在后文中说明。

脉冲传递部24由电平转换电路构成，为了能够进行栅极驱动而进行电压电平转换，将来自脉冲模式生成部23的驱动信号sa1转换成作为栅极驱动信号的驱动信号sa2并输出到短路部30。

利用图3至图7，对由脉冲模式生成部23生成的驱动信号sa1与电源电流is的关系进行说明。

图3是表示由电抗器2、短路部30、整流电路4和平滑电容器5构成的简易电路的图，在图3中示出了短路部30的导通、断开时的电流路径。

图4是表示在交流电源1的正极侧半个周期中使短路元件32开关一次时的电源电流is的波形的图。在图4中，示出了在电源半个周期内使短路部30开关一次时的作为单脉冲的驱动信号sa1。在短路部30导通时，交流电源1、电抗器2和短路部30形成闭合电路，交流电源1经由电抗器2短路。因此，电源电流is流过闭合电路，电抗器2中存储按(1/2)×li²求得的磁能。存储能量在短路部30断开的同时向负载11侧释放，由整流电路4整流后输送至平滑电容器5。通过该一连串动作，图2的电流路径中流过电源电流is。由此，与无功率因数改善的无源模式(passivemode)相比能够扩展电源电流is的导通角，从而能够改善功率因数。

图5是表示没有将驱动信号sa分割成多个脉冲时的电源电流is的波形的图。在驱动信号sa导通的定时驱动信号sa1导通，在驱动信号sa的导通期间t内，驱动信号sa1也导通与驱动信号sa的导通期间t相同的期间。导通期间t是从驱动信号sa导通开始直到其断开为止的期间。因此，短路元件32的短路时间在电源电压vs升压时与驱动信号sa的导通期间t成正比地变长，电源电流is增加。在电源电流is达到设定值时驱动信号sa断开，在驱动信号sa断开的时刻驱动信号sa1断开。在短路元件32的短路时间变长的情况下，虽然电抗器2中能够存储更多的能量，但是由于电源电流is的峰值增大，所以产生功率因数变差、谐波分量增加、电路损失增加等问题。

图6是表示将驱动信号sa分割成多个脉冲时的电源电流is的波形的图。图6所示的上限阈值是指用于限制短路部30导通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是指设定得比上限阈值小的阈值。电流控制范围w表示从上限阈值到下限阈值的范围。在图6中示出了以使电源电流is的峰值处于电流控制范围w内的方式在电源半个周期内生成的多个驱动信号sa1。

在驱动信号sa导通的定时驱动信号sa1导通，电源电流is增大。随着电源电流is的增大，电流检测电压vis即由电流检测部8检测到的电流检测值上升。在驱动信号sa导通期间内电流检测值超过上限阈值时，驱动信号sa1断开。由此，电源电流is减小，电流检测值下降。然后，在驱动信号sa导通期间内电流检测值低于下限阈值时，驱动信号sa1再次导通，电源电流is再次增加，由电流检测部8检测到的电流检测值上升。

在驱动信号sa的导通期间t内驱动信号sa1反复导通、断开，由此驱动信号sa的导通期间t内的电流检测电压vis的峰值即电源电流is的峰值被控制在电流控制范围w内。因此，在使直流输出电压vdc升压到较高的值时，驱动信号sa的导通期间t内的电源电流is的峰值也被限制。

图7是表示在正极侧半个周期中和负极侧半个周期中将驱动信号sa分割成多个脉冲时的电源电流is的波形的图。在正极侧，驱动信号sa1反复导通、断开，由此正极侧的电源电流is的峰值处于从正极侧上限阈值vthh(h)到正极侧下限阈值vthh(l)的电流控制范围w内。此外，在负极侧，驱动信号sa1反复导通、断开，由此负极侧的电源电流is的峰值处于从负极侧上限阈值vthl(h)到负极侧下限阈值vthl(l)的电流控制范围w内。

在本发明中，关注以使电源电流is的峰值处于电流控制范围w内的方式而在电源半个周期内生成的多个驱动信号sa1的导通、断开时间的经时变化的趋势，在预先的解析中，基于在驱动信号sa的导通时间t内使电源电流is的峰值处于电流控制范围w内的各驱动信号sa1的导通、断开时间，求取将各驱动信号sa1的导通占空比与脉冲编号相关联的数据，并求取将各驱动信号sa1的断开占空比与脉冲间隔编号相关联的数据。将所求出的数据存储在数据存储部22中。在脉冲模式生成部23中，使用存储在数据存储部22中的这些数据，生成如图7所示的脉冲模式的驱动信号sa1。此外，在负载改变的情况下，脉冲模式生成部23也能够通过以与负载对应的修正量使导通、断开占空比移动，以使电源电流is的峰值处于电流控制范围w内的方式生成驱动信号sa1。

对存储在数据存储部22中的数据的具体示例与由脉冲模式生成部23生成的驱动信号sa1之间的关系进行说明。

图8是表示存储在数据存储部22中的数据与由脉冲模式生成部23生成的驱动信号sa1之间的关系的图。在图8中，示出了在正极侧半个周期驱动信号sa导通的期间t内生成的六个驱动信号sa1、以及在负极侧半个周期驱动信号sa导通的期间t内生成的六个驱动信号sa1。

在电源电压vs上升时的从过零点t0经过一定时间tdl后的时刻，第一个驱动信号sa1导通。ton(1)表示在正极侧半个周期内生成的第一个驱动信号sa1的导通时间、即从第一个驱动信号sa1上升的时刻开始直到其下降为止的时间。同样，ton(2)表示第二个驱动信号sa1的导通时间，ton(3)表示第三个驱动信号sa1的导通时间，ton(4)表示第四个驱动信号sa1的导通时间，ton(5)表示第五个驱动信号sa1的导通时间，ton(6)表示第六个驱动信号sa1的导通时间。由符号a表示的on_duty(1)～on_duty(6)是存储在数据存储部22中的数据之一，是将各驱动信号sa1的导通占空比与脉冲编号相关联的数据。由符号b表示的编号是脉冲编号。通过将导通占空比乘以驱动信号sa的导通时间ton，能够得到各驱动信号sa1的导通时间ton(1)～ton(6)。

在电源电压vs下降时的从过零点经过一定时间后的时刻，第一个驱动信号sa导通。toff(1)表示从在负极侧半个周期内生成的第一个驱动信号sa1下降的时刻开始直到第二个驱动信号sa1上升为止的时间，即第一个驱动信号sa1与第二个驱动信号sa1之间的断开时间。同样，toff(2)表示第二个驱动信号sa1与第三个驱动信号sa1之间的断开时间，toff(3)表示第三个驱动信号sa1与第四个驱动信号sa1之间的断开时间，toff4表示第四个驱动信号sa1与第五个驱动信号sa1之间的断开时间，toff(5)表示第五个驱动信号sa1与第六个驱动信号sa1之间的断开时间。由符号c表示的off_duty(1)～off_duty(5)是存储在数据存储部22中的数据之一，是将各驱动信号sa1的断开占空比与脉冲间隔编号相关联的数据。由符号d表示的编号是脉冲间隔编号。通过将断开占空比乘以驱动信号sa的导通时间ton，能够得到各驱动信号sa1的断开时间toff(1)～toff(5)。此外，将从过零点t0开始直到第1个驱动信号sa1上升为止的时间作为数据保存，则能够确定短路部30的导通、断开定时。

这里，为了计算图8所示的导通占空比和断开占空比，定义下述函数。

式(1)是电源半个周期内的第x个驱动信号sa1的导通时间ton(x)相对于驱动信号sa的导通时间ton的导通占空比。n是在电源半个周期内生成的驱动信号sa1的总数。

式(2)是电源半个周期内的第x个驱动信号sa1与第x－1个驱动信号sa1之间的断开时间toff(y)相对于驱动信号sa的导通时间ton的断开占空比。n是在电源半个周期内生成的驱动信号sa1的总数。

图9是表示使用式(1)计算出的电源半个周期内的导通占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期内生成的n个驱动信号sa1中的第二个～第n个驱动信号sa1的脉冲编号x，纵轴表示通过式(1)求出的与第二个～第n个驱动信号sa1对应的导通占空比。连接三角点而成的曲线是移动前的导通占空比，连接圆点而成的曲线是移动后的导通占空比。如图9所示，可知电源电流is的峰值处于电流控制范围w内时的导通占空比呈向下突出的抛物线。

图10是表示使用式(2)计算出的电源半个周期内的断开占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期内生成的各驱动信号sa1的脉冲间隔编号y，纵轴是通过式(2)求出的与第一个～第n个驱动信号sa1对应的断开占空比的值。连接三角点而成的曲线是移动前的断开占空比，连接圆点而成的曲线是移动后的断开占空比。如图10所示，可知电源电流is的峰值处于电流控制范围内时的断开占空比呈向上突出的抛物线。

这样，在电源半个周期内生成的多个驱动信号sa1的导通占空比和断开占空比经时变化且各自的变化趋势不同。着眼于这一点，则在电源半个周期内生成的多个驱动信号sa1中特定区域的驱动信号sa1的导通占空比和在电源半个周期内生成的多个驱动信号sa1的断开占空比能够用下述的近似式表示。

式(1)的导通占空比能够用式(3)所示的二次式来近似表示。其中，a1、b1、c1表示近似式的各常数。

on_duty(x)＝a1·x²+b1·x+c1…(3)

式(2)的断开占空比能够用式(4)所示的二次式来近似表示。其中，a1、b1、c1表示近似式的各常数。

off_duty(y)＝a1·y²+b1·y+c1…(4)

另外，导通占空比和断开占空比也可以用二次以上的近似式定义。

特定区域以外的脉冲即第一个驱动信号sa1的导通占空比能够用式(5)表示。n为在电源半个周期内生成的驱动信号sa1的总数。这样，关于第一个驱动信号sa1的导通时间，不进行导通占空比的设定而使用式(5)，由此也能够吸收近似式的误差。

这样，能够求取将各驱动信号sa1的导通占空比与脉冲编号相关联的函数的近似式、以及将各驱动信号sa1的断开占空比与脉冲间隔编号相关联的函数的近似式。函数化后的数据和与近似式的常数相关的数据被存储在数据存储部22中，在脉冲模式生成部23生成驱动信号sa1时被使用。

接着，利用图11～图14，对存储在数据存储部22中的修正量cq和脉冲模式生成部23的功能进行说明。

图11是表示负载po与修正系数cf的关系的图。横轴的负载po表示向例如图3所示的负载11供给的电力值，纵轴的修正系数cf表示与负载po的值对应的修正系数cf。修正系数cf是通过解析或本装置试验得到的值。例如如图11所示，修正系数cf是在负载po较低的区域内为固定的值，且在负载po较高的区域内以随着负载po增加而增大的方式调整的值。

图12是表示流过电抗器2的电源电流is与电抗器2的电感l之间的关系的图。横轴表示流过电抗器2的电源电流is，纵轴表示电抗器2的电感l。如图12所示，在电源电流is较低的区域a、以及电源电流is比区域a高的区域b内，电感l为固定值。但是，在电源电流is比区域b高的区域c内，示出电感l随着电源电流is增大而下降的趋势。

这里，由于电源电压vs的有效值是固定的，所以负载po与电源电流is之间具有式(6)所示的相关关系。

po＝is·vs…(6)

电感l与电源电流is的关系能够用式(7)来近似表示。其中，a、b、c表示近似式的各常数。

l＝a·i²+b·i+c…(7)

基于式(6)，电源电流is与负载po之间具有相关关系，因此式(7)的电感l与负载po的关系能够由式(8)表示。

l＝a·po²+b·po+c…(8)

在图9、图10中所示的导通、断开占空比的修正量cq能够由式(9)表示。cf是图11所示的修正系数，l是使用式(8)求出的电感，la是电感l的变化量。

cq＝cf·(l-la)…(9)

从式(9)可知，修正量cq的绝对值随着修正系数cf增大而增加。修正系数cf如图12所示，基于相对于电源电流is的增加的、电感l的变化量而导出。因此，如果知道电源电流is或负载po的值，则能够导出修正量cq。

在导通断开时间变更部23a中，基于存储在数据存储部22中的导通、断开占空比的近似式、基于电源电压vs和电流检测电压vis计算出的电力值即负载po的值、式(8)和式(9)来求取修正量cq，如图9所示那样与修正量cq对应地移动与脉冲编号x对应的导通占空比，并且如图10所示那样与修正量cq对应地移动与脉冲间隔编号y对应的断开占空比。

在如图9、图10所示那样使导通、断开占空比平行移动的情况下，导通断开时间变更部23a决定与修正量cq对应的导通、断开占空比在x、y坐标上的移动量。移动量是x轴方向的移动量和y轴方向的移动量。

式(10)表示移动前的导通占空比，式(11)表示移动后的导通占空比。在与脉冲编号对应的导通占空比以四次近似式表现的情况下，使导通占空比从x、y坐标上的某个位置移动所决定的移动量，即在x轴向上平行移动m、在y轴向上平行移动n。

y＝a·x⁴+b·x³+c·x²+d·x+e…(10)

(y-n)＝a·(x-m)⁴+b·(x-m)³+c·(x-m)²+d·(x-m)+e…(11)

另外，在与脉冲间隔编号对应的断开占空比以四次近似式表现的情况下，使断开占空比从x、y坐标上的某个位置移动所决定的移动量，即在x轴向上平行移动－m、在y轴向上平行移动－n。将作为原信号的驱动信号sa的导通时间乘以移动后的导通、断开占空比，由此能够得到驱动信号sa1的断开断开时间。

图13是表示在用将导通、断开占空比移动之前的驱动信号sa1来控制短路部30时流过的电源电流is的波形的图。图14是表示在用将导通、断开占空比移动之后的驱动信号sa1来控制短路部30时流过的电源电流is的波形的图。

在电抗器2的电感l较小的情况下，施加修正前的电源电流is的波形如图13所示那样其峰值呈现向右下降的趋势。详细而言，正极侧的电源电流is的峰值超出预先通过解析而求出的正极侧上限阈值vthh(h)向正极侧上升后，逐渐下降，收敛在从正极侧上限阈值vthh(h)到正极侧下限阈值vthh(l)的电流控制范围内。负极侧的电源电流is的峰值超出预先通过解析而求出的负极侧上限阈值vthl(h)向负极侧上升后，逐渐下降，收敛在从负极侧上限阈值vthl(h)到负极侧下限阈值vthl(l)的电流控制范围内。与此相对，施加修正后的电源电流is的波形如图14所示那样，电源电流is的峰值是固定的，并且处于正极侧和负极侧各自的电流控制范围内。另外，修正后的电源电流is的峰值可以不是固定的，只要例如向右下降的趋势的程度小于修正前即可。

在上述专利文献1所述的现有技术中，没有考虑由在短路部导通的瞬间流过的电流的变化所引起的电抗器的电感的变动，因此电源电流is的波形如图13所示那样变化，电源电流is的峰值增大，因此产生功率因数变差、谐波分量增加、电路损失增加等问题。另一方面，在将谐波产生量抑制到一定程度并使直流输出电压升压的情况下，由于升压能力有限，所以高负载侧的运转变得不稳定或者如果考虑高负载侧的稳定运转则负载的选择范围变窄。

在上述专利文献2的现有技术中，存在下述问题：需要进行考虑到电感变动的复杂计算，因此导致设计负担增加，并且短路的持续时间的运算处理需要较长的时间。

根据本实施方式，基于设定的修正量使导通、断开占空比在x、y坐标上移动，则能够抵消由瞬时电流的变化引起的电抗器2的电感的变动量。因此，不需要进行如上述专利文献2所述的复杂的运算，就能够改善功率因数，抑制谐波分量，抑制电路损失的增加，或者能够获得所需的升压能力。

下面，对图1所示的结构的动作进行说明。导通断开时间变更部23a读取存储在数据存储部22中的导通、断开占空比的近似式，利用基于电源电压vs和电流检测电压vis计算出的电力值和式(8)求取电抗器2的电感l，并利用电感l和式(9)求取修正量cq。然后，在导通断开时间变更部23a中，与修正量cq对应地移动与脉冲编号x对应的导通占空比，并与修正量cq对应地移动断开占空比，导通断开时间变更部23a将作为原信号的驱动信号sa的导通时间乘以移动后的导通、断开占空比，由此得到驱动信号sa1的断开断开时间。脉冲分割部23b通过用变更后的导通、断开时间分割驱动信号sa来生成驱动信号sa1。这样，在控制部20中容易地生成与电感l的变化对应的驱动信号sa1。

另外，在本实施方式中，说明的是对利用计算出的负载po、式(8)和式(9)求取修正量cq的结构示例，但是如式(7)所示在电感l与电源电流is之间也具有相关关系，因此也可以是利用电源电流is的检测值、式(7)和式(9)求取修正量cq的结构。此外，在本实施方式中，示出了用式(9)所示的修正量cq使导通、断开占空比移动的结构示例，但也可以替代式(9)的修正量cq而使用通过式(7)或式(8)得到的电感l的值作为导通、断开占空比的移动量，能够进一步减轻设定于控制部20的数据的设计负担。此外，式(7)和式(8)所示的函数不限于二次近似式，也可以是二次以上的近似式。此外，在本实施方式中说明的是使导通时间和断开时间双方都改变的结构示例，但是也可以使导通时间或断开时间为固定值，通过用该导通、断开时间分割驱动信号sa来生成驱动信号sa1。

此外，在本实施方式中，电抗器2插入在交流电源1与整流器3之间，整流器3经由电抗器2与交流电源1连接，但是电力转换装置100只要能够经由电抗器2进行电源的短路和开路即可，因此整流器3、电抗器2和短路部30的位置关系不限于图示例的结构。即，电力转换装置100只要构成为在短路时电源电流is按交流电源1、电抗器2、短路部30、交流电源1的顺序流过即可，也可以是例如整流器3插入在交流电源1与电抗器2之间，电抗器2经由整流器3与交流电源1连接的结构。

此外，在本实施方式中，示出了使导通、断开占空比函数化的示例，但是不限于此，也可以是下述结构。例如在导通断开时间变更部23a中设定有使导通时间和断开时间函数化而得到的数据或用二次以上的近似式表示导通时间和断开时间的数据，导通断开时间变更部23a通过与修正量cq对应地移动与脉冲编号对应的导通时间和与脉冲间隔编号对应的断开时间来变更导通时间和断开时间，脉冲分割部23b用变更后的导通时间和断开时间生成驱动信号sa1。此外，也可以例如在导通断开时间变更部23a中设定有将各开关脉冲的导通时间、断开时间、各开关脉冲的脉冲编号和各开关脉冲的脉冲间隔编号相关联的映射表，导通断开时间变更部23a与修正量对应地移动与脉冲编号对应的导通时间和与脉冲间隔编号对应的断开时间。通过该结构，也能够减小电源电流is的峰值经时时间变化的斜率。

如以上说明的那样，本实施方式涉及的电力转换装置100具备：整流器3，其将来自交流电源1的交流电力转换成直流电力；短路部30，其使交流电源1经由电抗器2短路；以及控制部20，其在交流电源1的半个周期中控制短路部30，在控制部20中设定有使用电抗器2的电感而得到的修正量cq，控制部20至少使用电源电流is的检测值和修正量cq，变更多个开关脉冲的导通时间和断开时间，并使用变更后的多个开关脉冲来控制短路部30的导通、断开动作。采用这样的结构，不需要进行复杂的运算就能够抑制电源电流is的峰值的变动。由于不需要复杂的运算，所以不会导致设定于控制部20的数据的设计负担增加，并且能够减轻控制部20的处理负担，从而避免短路动作的延迟。由于能够抑制电源电流is的峰值的变动，所以能够改善功率因数，抑制谐波分量或抑制电路损失的增加。

此外，控制部20使用将电感值与电源电流is相关联的函数的近似式，计算与电源电流is的检测值对应的修正量cq，并与计算出的修正量cq对应地变更导通时间和断开时间。采用这样的结构，仅用通过式(7)和式(9)导出的修正量cq就能够变更导通、断开时间，不会导致用于获得所需的波形形状、功率因数、谐波及升压性能的设计负担增加。

此外，控制部20使用将电感值与电力值相关联的函数的近似式，计算与根据电源电流is的检测值和交流电源1的电压检测值计算出的电力值对应的修正量cq，并与计算出的修正量cq对应地变更导通时间和断开时间。采用这样的结构，仅用通过式(8)和式(9)导出的修正量cq就能够变更导通、断开时间，不会导致用于获得所需的波形形状、功率因数、谐波及升压性能的设计负担增加。

此外，在控制部20中设定有将导通时间、断开时间、多个开关脉冲的脉冲编号和多个开关脉冲的脉冲间隔编号相关联的映射表，控制部20与修正量cq对应地变更与脉冲编号对应的导通时间和与脉冲间隔编号对应的断开时间。采用这样的结构，仅用修正量cq和映射表就能够变更导通、断开时间，而不需要复杂的运算，因此不会导致设定于控制部20的数据的设计负担增加。

此外，在控制部20中设定有由基于多个开关脉冲的编号的函数表示导通时间和断开时间的数据，控制部20与修正量cq对应地变更与多个开关脉冲的编号对应的导通时间和断开时间。由于使用由函数表示的数据，存储在数据存储部22中的控制参数可以较少，因此不需要使用高价的存储器，并且能够减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担，也能够抑制装置成本的增加。

此外，由函数表示的数据是由二次以上的近似式表示导通时间和断开时间的数据。通过使用这样的数据，能够进一步减少应存储在数据存储部22中的控制参数，能够大幅减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担。

以上的实施方式所示的结构仅表示本发明的内容的一个示例，还能够与其他公知技术组合，也能够在不脱离本发明要旨的范围内省略、变更结构的一部分。