技术领域本发明涉及电子电路领域，特别是涉及一种具有快速响应特性的自振荡DC-DC电路。
背景技术：
DC/DC电路是一种开关电源电路，其利用电容和电感的储能特性，通过可控开关(如MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容(感)里，当开关断开时，电能再释放给负载，为负载提供能量。DC/DC电路所输出的功率或电压的能力与占空比有关，占空比为开关导通时间与整个开关的周期的比值。如图1所示，图1为传统的降压型DC-DC电路，该种DC-DC电路一般具有如下几个问题：(1)在传统的DC-DC电路中，通常采用二极管整流，而二极管的正向导通压降较大，整流过程中发生大量的损耗。为提高DC-DC的转换效率，降低DC-DC电路的损耗，可根据同步整流技术，采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管。由于这两个开关MOS管通常采用同一控制信号，易出现同时导通的现象，造成大量的功率损耗。(2)在传统的DC-DC电路中，通常需要采用振荡器来输出时钟脉冲信号及其它同频信号，这无疑增加了芯片占用的封装面积，增加了芯片成本，同时也会造成一定的功率损耗。(3)传统的DC-DC电路结构复杂，在电路集成时，会占用较大的封装面积，增加芯片制作成本。(4)在电源设计中，瞬态响应速度和变换效率都是关键的技术指标。如图1所示这种变换器的优点是效率很高，但响应速度较慢，一方面，电感电流上升/下降斜率受制于输入输出电压，在瞬态阶跃下不能快速改变输出电流，另一方面，开关变换器的环路带宽一般低于开关频率的五分之一，受开关频率限制，环路响应时间长。(5)传统的DC-DC电路功耗高、效率低，电磁干扰EMI高，有的还配置有EMI处理模块。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种具有快速响应特性的自振荡DC-DC电路，自振荡、无需额外配置振荡器，功耗小、效率高，电磁干扰EMI低、无需EMI处理模块，电路结构简单，封装面积小，芯片成本低。本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种具有快速响应特性的自振荡DC-DC电路，它包括开关驱动器、开关MOS管M1、开关MOS管M2、储能电感L1、储能电容C1、三角波生成电路、误差放大电路和比较电路。所述的开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1的漏极、开关MOS管M2的漏极和三角波生成电路的第一输入端均与储能电感L1的一端连接，开关MOS管M1的栅极和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的第一输出端和第二输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的另一端分别与储能电容C1的正极、三角波生成电路的第二输入端、误差放大电路的源信号输入端和负载连接，储能电容C1的负极与地对接。所述的三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号VFB_RC。所述的比较电路的两个窗口信号输入端分别与误差放大电路的两个窗口信号输出端连接，比较电路的输出端与开关驱动器的输入端连接，比较电路用于将三角波信号VFB_RC同窗口信号做比较后，向开关驱动器输出用于控制开关MOS管M1和开关MOS管M2开关动作的开关信号。所述的误差放大电路的基准电压输入端与基准电压VREF连接，误差放大电路的两个窗口信号输出端包括高阈值电压WIN_HI输出端和低阈值电压WIN_LO输出端，误差放大电路用于放大基准电压VREF与DC-DC电路的输出电压Vout的误差，且其输出的窗口信号随着DC-DC电路的输出电压Vout的波动而波动。所述的开关驱动器根据所述开关信号通过非交叠时钟生成模块输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作。所述的三角波生成电路包括电阻R1和滤波电容C2，所述电阻R1的一端与储能电感L1的输入端连接，电阻R1的另一端分别与滤波电容C2的负端和比较电路的源信号输入端连接，滤波电容C2的正极与储能电感L1的输出端连接。所述的比较电路包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，所述第一比较器COMP1的同相输入端即一个窗口信号输入端与误差放大电路的高阈值电压WIN_HI连接，第一比较器COMP1的反相输入端和第二比较器COMP2的同相输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的输入端R连接，第二比较器COMP2的反相输入端即另一个窗口信号输入与误差放大电路的低阈值电压WIN_LO连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的输入端S连接，RS触发器的一个输出端与开关驱动器的输入端连接。所述的误差放大电路包括误差放大器EA1，所述的误差放大器EA1的反相输入端与误差放大电路的源信号输入端连接，误差放大器EA1的同相输入端与误差放大电路的基准电压输入端连接，误差放大器EA1的高阈值电压WIN_HI输出端与比较电路的一个窗口信号输入端连接，误差放大器EA1的低阈值电压WIN_LO输出端与比较电路的另一个窗口信号输入端连接。本发明的有益效果是：1)本发明通过三角波生成电路和比较电路进行自振荡处理、无需额外配置振荡器，功耗小、效率高、响应速度快。2)本发明有效降低开关MOS管和储能电感所产生的电磁干扰，无需额外配置EMI处理模块。3)本发明中的比较电路将三角波信号VFB_RC与DC-DC输出电压的误差放大信号做比较，同自身做比较，误差放大器输出的窗口电压WIN_LO和WIN_HI是随着DC-DC输出电压Vout的变化而变化的，所以RS触发器所连续输出的开关信号也会是由高低电平按照一定的占空比组合而成的脉冲信号，所需增益低，响应速度更快，效率更高，使得DC-DC输出电压Vout更加精准。4)本发明中的开关驱动器输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作，可有效避免开关MOS管出现同时导通的现象，避免造成大量的功率损耗。5)本发明电路结构简单，封装面积小，芯片成本低，稳定性好，并具有一定的可移植性。附图说明图1为传统的降压型DC-DC电路结构原理图；图2为本发明自振荡DC-DC电路原理框图；图3为本发明自振荡DC-DC电路原理图；图4为本发明自振荡DC-DC电路瞬态响应示意图；图5为本发明自振荡DC-DC电路快速变换时的响应示意图。具体实施方式下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。如图2所示，一种具有快速响应特性的自振荡DC-DC电路，它包括开关驱动器、开关MOS管M1、开关MOS管M2、储能电感L1、储能电容C1、三角波生成电路、误差放大电路和比较电路。本发明中，开关MOS管M1可选用PMOS管，开关MOS管M2可选用NMOS管。所述的开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1的漏极、开关MOS管M2的漏极和三角波生成电路的第一输入端均与储能电感L1的一端连接，开关MOS管M1的栅极和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的第一输出端和第二输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的另一端分别与储能电容C1的正极、三角波生成电路的第二输入端、误差放大电路的源信号输入端和负载的电源输入端连接，储能电容C1的负极与地对接。所述的三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号VFB_RC。所述的比较电路的两个窗口信号输入端分别与误差放大电路的两个窗口信号输出端连接，比较电路的输出端与开关驱动器的输入端连接，比较电路用于将三角波信号VFB_RC同窗口信号做比较后，向开关驱动器输出用于控制开关MOS管M1和开关MOS管M2开关动作的开关信号。所述的误差放大电路的基准电压输入端与基准电压VREF连接，误差放大电路的两个窗口信号输出端包括高阈值电压WIN_HI输出端和低阈值电压WIN_LO输出端，误差放大电路用于放大基准电压VREF与DC-DC电路的输出电压Vout的误差，且其输出的窗口信号随着DC-DC电路的输出电压Vout的波动而波动。所述的开关驱动器根据所述开关信号通过非交叠时钟生成模块输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作。开关MOS管M1和开关MOS管M2分别根据各自栅极输入的时钟控制信号，按照相应的频率对直流电源Vin做电压变换，再通过储能电感L1和储能电容C1对电压变换后的直流电进行稳压滤波，最后输出期望电压。如图3所示，所述的三角波生成电路包括电阻R1和滤波电容C2，所述电阻R1的一端与储能电感L1的输入端连接，电阻R1的另一端分别与滤波电容C2的负端和比较电路的源信号输入端连接，滤波电容C2的正极与储能电感L1的输出端连接，储能电感L1的输出端与负载电阻R2连接。所述的比较电路包括窗口电压比较器和RS触发器，所述的窗口电压比较器也可叫做双限比较器，它可以检测其输入电压VFB_RC是否在两个给定阈值电压之间。窗口电压比较器有两个阈值电压，即高阈值基准电压WIN_HI和低阈值基准电压WIN_LO。高阈值基准电压WIN_HI和低阈值基准电压WIN_LO的压差和DC-DC电路的输出电压Vout的波动有关，即其压差越小，Vout输出波动越小，此时忽略储能电容C1和储能电感L1大小的限制。所述的窗口电压比较器包括第一比较器COMP1和第二比较器COMP2，所述的比较电路包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，所述第一比较器COMP1的第一输入端与一个窗口信号输入端连接，第一比较器COMP1的第二输入端和第二比较器COMP2的第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的第一输入端连接，第二比较器COMP2的第二输入端与另一个窗口信号输入端连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的第二输入端连接，RS触发器的第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的第二输出端空接。所述的误差放大电路包括误差放大器EA1，所述的误差放大器EA1的反相输入端与误差放大电路的源信号输入端连接，误差放大器EA1的同相输入端与误差放大电路的基准电压输入端连接，误差放大器EA1的高阈值电压WIN_HI输出端与比较电路的一个窗口信号输入端连接，误差放大器EA1的低阈值电压WIN_LO输出端与比较电路的另一个窗口信号输入端连接。本发明中，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号VFB_RC，实现DC-DC电路的自振荡；误差放大电路用于放大基准电压VREF与DC-DC电路的输出电压Vout的误差，且其输出的窗口信号随着DC-DC电路的输出电压Vout的波动而波动；比较电路用于将三角波信号VFB_RC同误差放大电路输出的窗口电压做比较，向开关驱动器输出控制开关MOS管M1和开关MOS管M2开断的开关信号。如图4所示，本发明DC-DC电路的自振荡工作原理：S1，当电压VFB_RC小于低阈值基准电压WIN_LO时，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1开始充能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC开始线性(近似于线性)上升；S2，当电压VFB_RC上升到大于高阈值基准电压WIN_HI时，开关MOS管M1关断，开关MOS管M2导通，三角波生成电路的输出电压VFB_RC开始线性(近似于线性)下降；S3，当电压VFB_RC下降到小于低阈值基准电压WIN_LO时，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1又开始充能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC又开始线性上升；重复上述步骤S1～S3，即可准确地输出期望的直流电压Vout。本发明中，基准电压VREF决定了窗口电压WIN_LO和WIN_HI值的大小，窗口电压WIN_LO和WIN_HI的值决定了DC-DC电路的输出电压Vout的大小，而窗口电压的压差ΔVWIN又决定了DC-DC电路输出电压Vout的精度，窗口电压的压差ΔVWIN越小，DC-DC电路输出电压Vout的精度越高。如图5所示，本发明的另一个重要特点在于：窗口电压WIN_LO和WIN_HI是随着DC-DC电路的输出电压Vout的变化而变化的，使得本发明DC-DC电路可输出更为精准的符合期望的电压，也使得DC-DC电路能对瞬态响应作出快速反应。当DC-DC电路的输出电压Vout发生瞬态变化时，误差放大电路输出的窗口电压随着Vout发生瞬态变化，三角波信号VFB_RC始终在窗口电压WIN_LO和WIN_HI之间按一定斜率变化，改变开关信号的占空比，使得开关MOS管M1和开关MOS管M2的通断频率相应变化，从而迅速改变DC-DC电路的输出电压Vout以适应负载，有效提高DC-DC电路的响应速度。本发明中，比较电路内部器件的具体连接方式可以有多种，只要能实现上述功能的方案均可以被实施应用。实施例一：第一比较器COMP1的同相输入端即其第一输入端与高阈值基准电压WIN_HI连接，第一比较器COMP1的反相输入端即其第二输入端和第二比较器COMP2的同相输入端即其第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的输入端R即其第一输入端连接，第二比较器COMP2的反相输入端即其第二输入端与低阈值基准电压WIN_LO连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的输入端S即其第二输入端连接，RS触发器的输出端即其第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端Q即其第二输出端空接。基本RS触发器的逻辑方程为：当本发明中的RS触发器选用与非门组成的RS触发器时，其约束方程为：SR＝0。如将RS触发器的输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端Q空接。根据上述两个式子得到它的四种输入与输出的关系：1、当R端有效即为低电平0，S端无效即为高电平1时，则Q＝0，2、当R端无效即为高电平1、S端有效即为低电平0时，则Q＝1，3、当RS端均无效即均为高电平1时，触发器的状态保持不变；4、当RS端均有效即均为低电平0时，触发器的状态不确定。本发明的工作原理如下：1)最初，储能电感L1上的电压为0V，三角波生成电路的输出电压VFB_RC也为0V，此时，VFB_RC＜WIN_LO＜WIN_HI，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出低电平，触发器S端有效，则触发器输出端输出低电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2均输出低电平，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1开始充能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC开始线性(近似于线性)上升。2)为避免造成直流电源Vin的功率损耗，开关驱动器中的非交叠时钟生成模块在接收到低电平信号后，生成两路非交叠的时钟控制信号V1和V2，使得开关MOS管M2先关闭，再导通开关MOS管M1。3)当WIN_LO＜VFB_RC＜WIN_HI时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器保持现有状态不变，开关MOS管M1继续导通，开关MOS管M2持续关断，储能电感L1继续充能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC也持续上升。4)当WIN_LO＜WIN_HI＜VFB_RC时，第一比较器COMP1输出低电平，触发器R端有效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器输出端输出高电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2均输出高电平，开关MOS管M1断开，开关MOS管M2导通，储能电感L1从地端抽取能量，并开始放能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC开始线性下降。5)当三角波生成电路的输出电压下降到：WIN_LO＜VFB_RC＜WIN_HI时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器保持现有状态不变，开关MOS管M1持续断开，开关MOS管M2持续导通，储能电感L1持续放能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC继续下降。6)当三角波生成电路的输出电压下降到：VFB_RC＜WIN_LO＜WIN_HI时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出低电平，触发器S端有效，则触发器输出端输出低电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2又均输出低电平，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1又开始充能，三角波生成电路的输出电压VFB_RC又开始上升。本发明自振荡DC-DC电路重复上述工作过程，准确输出期望的直流电Vout。实施例二：实施例二与实施例一的不同之处在于：第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的输入端R连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的输入端S连接，RS触发器的输出端Q与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端空接。即相当于窗口电压比较器、三角波生成电路和开关驱动器的连接关系及连接触点都没有改变，仅将RS触发器进行翻转，再分别同窗口电压比较器和开关驱动器连接。实施例二的工作原理同理可知，在此不再赘述。由于PMOS管的内阻很小，相对于电阻R1来说，其内阻可忽略不计，三角波生成电路的输出电压VFB_RC的上升斜率slopeup的计算公式为：slopeup=Vin-VOUTR1×C2]]>式中，Vin－直流电源的输出电压；VOUT－DC-DC电路输出的电压。三角波生成电路的输出电压VFB_RC的下降斜率slopedown的计算公式为：slopedown=VOUT-VGNDR1×C2]]>式中，VGND－接地端电压，一般为0V。由上升斜率和下降斜率的计算公式可知，三角波信号VFB_RC的上升斜率和下降斜率与DC-DC电路的输出电压Vout有关，三角波生成电路根据DC-DC电路自身的输出电压Vout确定三角波信号VFB_RC的斜率，比较电路再根据该三角波信号VFB_RC的斜率调整其输出的开关信号方波，从而使得DC-DC电路输出期望的值。误差放大器输出的窗口电压WIN_HI和WIN_LO与其输入的基准电压VREF和DC-DC电路输出电压Vout之间的关系，如下计算公式所示：VWIN_HI＝VREF-Av(VREF-VOUT)+ΔVWIN/2VWIN_LO＝VREF-Av(VREF-VOUT)-ΔVWIN/2式中，Av—误差放大器的放大倍数；ΔVWIN—窗口电压的压差，即ΔVWIN＝VWIN_HI-VWIN_LO。由误差放大器输出的窗口电压计算公式可知，误差放大器输出的窗口电压WIN_HI和WIN_LO与DC-DC输出电压Vout有关，误差放大器输出的窗口电压WIN_LO和WIN_HI是随着DC-DC输出电压Vout的变化而变化。综上所述，三角波生成电路是根据DC-DC电路自身的输出电压Vout来确定三角波信号VFB_RC的斜率；误差放大器输出的窗口电压WIN_LO和WIN_HI也是随着DC-DC输出电压Vout的变化而变化；比较电路将与自身输出电压Vout有关的三角波信号VFB_RC与自身输出电压Vout有关的窗口电压进行比较，输出同自身输出电压Vout有关的按照一定的占空比组合的开关信号；开关驱动器根据该开关信号控制开关MOS管M1和开关MOS管M2的通断，使得本发明DC-DC电路迅速输出更为精准的符合期望的直流电压Vout。