LLC谐振变换器和抑制其输出电压中的纹波的方法与流程

本发明涉及开关电源领域，具体涉及LLC谐振变换器和抑制LLC谐振变换器输出电压中的纹波的方法。

背景技术：

具有优良效率特性的LLC谐振变换器被广泛地用作直流/直流变换器。然而，可能会遇到纹波输出问题，不同于高频开关噪声，纹波位于频谱的低频段，一般来说，波纹来自电网，其频率往往是市电频率两倍，大约100赫兹或120赫兹。对大多数应用来说，输出纹波幅度需要受到限制，超出规格的纹波，可能使得设备性能不稳定，无法正常工作，甚至损坏。

在现有技术中，利用反馈控制以提高开环增益的方式在一定程度上减小了LLC谐振变换器的输出纹波。但另一方面，这种方式减小纹波的效果并不理想，难以在稳定性和较高的增益两方面取得平衡。如何抑制或减小LLC谐振变换器中的输出纹波已成为一个亟需解决的问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出了一种LLC谐振变换器，其利用前馈校正来抑制输出电压中的纹波。

根据本发明的一个方面，提供了一种LLC谐振变换器，包括：主变换器，所述主变换器包括依次连接的具有驱动电路的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐振网络、隔离变压器以及整流滤波电路；前馈控制器，利用输入电压产生前馈信号；以及受控振荡器，从所述前馈控制器接收所述前馈信号，并根据所述前馈信号通过所述驱动电路控制所述斩波器的工作频率。

根据本发明的另一方面，提供了一种抑制LLC谐振变换器的输出电压中的纹波的方法，其中所述LLC谐振变换器包括主变换器，所述主变换器包括依次连接的具有驱动电路的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐 振网络、隔离变压器以及整流滤波电路，所述方法包括：利用输入电压产生前馈信号；以及根据所述前馈信号控制所述斩波器的工作频率。

根据本发明的另一方面，提供了一种抑制LLC谐振变换器的输出电压中的纹波的方法，其中所述LLC谐振变换器包括主变换器，所述主变换器包括依次连接的具有驱动电路的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐振网络、隔离变压器以及整流滤波电路，所述方法包括：利用输入电压产生前馈信号；利用所述LLC谐振变换器的输出误差电压产生反馈信号；叠加所述反馈信号和所述前馈信号以生成控制信号；以及根据所述控制信号控制所述斩波器的工作频率。

根据本发明所提供的技术方案，为LLC谐振变换器提供了前馈校正，前馈信号经受控振荡器和驱动电路提供至LLC谐振变换器的斩波电路，从而对LLC谐振变换器的输出进行前馈校正,可抵消输入纹波对输出纹波的影响，进而使LLC谐振变换器的输出电压中的纹波得到抑制。

附图说明

参照附图来阅读本发明的各实施方式，将更容易理解本发明的其它特征和优点，在此描述的附图只是为了对本发明的实施方式进行示意性说明的目的，而非全部可能的实施，并且不旨在限制本发明的范围。在附图中：

图1示出了根据本发明一个实施方式的LLC谐振变换器的电路框图；

图2A至图2E示出了主变换器的多种可替代变形；

图3示出了根据本发明一个实施方式的LLC谐振变换器的传递函数框图；

图4示出了根据公式7和仿真所得理想前馈控制器增益和相位频率特性的特性图；

图5示出了归一化处理后在采用低通滤波器作为前馈控制器时Ge增益角频率曲线；

图6示出了归一化处理后在采用带通滤波器作为前馈控制器时在不同阻尼系数的情况下Ge增益角频率特性图；

图7示出了根据本发明一个实施方式抑制LLC谐振变换器的输出电压中的纹波的方法的流程图；以及

图8示出了根据本发明另一个实施方式抑制LLC谐振变换器的输出电压中的纹波的方法的流程图。

具体实施方式

现参照附图对本发明的实施方式进行详细描述。应注意，以下描述仅仅是示例性的，而并不旨在限制本发明。此外，在以下描述中，将采用相同的附图标号表示不同附图中的相同或相似的部件。在以下描述的不同实施方式中的不同特征，可彼此结合，以形成本发明范围内的其他实施方式。

图1示出了根据本发明一个实施方式的LLC谐振变换器的电路示意图。如图1所示，LLC谐振变换器100包括主变换器110和控制器120。主变换器110包括依次连接的具有驱动电路112的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐振网络、隔离变压器以及整流滤波电路。其中，如图1所示，斩波器可由MOSFET Q1、Q2以及其驱动电路组成，串联谐振网络可由电感Lr、Lm和电容Cr构成，隔离变压器T1实现隔离功能，Lm是其励磁电感，整流滤波电路可由D1和D2以及电容器Co构成。主变换器110可有多种实现形式，而为了简要起见，在本说明书中省略了对本领域技术人员已熟知的LLC谐振变换器变形结构中的部件的详细描述。例如，作为示例，图2A至图2E示出了主变换器的多种可替代变形。

再如图1所示，控制器120可包括前馈控制器121和受控振荡器(VCO)122。前馈控制器121可利用输入电压Vin产生前馈信号FF。受控振荡器122可从前馈控制器121接收前馈信号，并根据前馈信号通过驱动电路控制主变换器110中的斩波器的开关频率。

由于输出电压同输入电压和斩波器的开关频率有关，因此通过设置合适的前馈控制器121的参数，通过控制斩波频率可以抵消甚至消除输入电压纹波的影响，从而达到抑制输出纹波的目的。

根据本发明的另一实施方式，再参见图1，控制器120还可包括反馈控制器123，反馈控制器123可利用LLC谐振变换器100的输出误差电压产生反馈信号FB，该反馈信号FB与前馈信号FF叠加生成控制信号ctr，控制信号ctr输入至受控振荡器122并通过驱动电路来控制斩波器的开关频率，从而实现对输入电压的斩波。可以理解的是，根据本发明的不同实施方式，反馈控制器123并不是LLC谐振变换器中必须的部件，而是可选的部件。另外，反馈控制器123对于本领域的技术人员是熟知的常 用电路，因此为了简洁起见，在此略去其详细描述。

根据本申请的一个实施例，由前馈控制器121所产生的前馈信号FF和由反馈控制器123所产生的反馈信号FB在受控振荡器122的输入端进行叠加。在LLC谐振变换器的电路设计中，尤其是已具有反馈控制电路的LLC谐振变换器中，根据本申请所产生的前馈信号FF在何处引入是很重要的。根据本实施例，前馈信号FF在受控振荡器122的输入端引入，由此对电路设计所带来的影响将在以下详述。

图3示出了根据图1绘制的传递函数框图。图3所示实施方式与图1所示实施方式的不同之处在于，图3所示框图还包括光耦合单元124。本领域技术人员可根据实际需要设置光耦合单元124，因此为了简要起见，其详细描述在此不再赘述。

在图3中所示的G1-G7分别表示各单元、电路、模块的传递函数：G1和G2表示反馈控制器123的传递函数，G3表示光耦合单元124的传递函数，G4表示受控振荡器122的传递函数，G5表示主变换器100的开关频率对输出电压影响的传递函数，G6表示主变换器100输入输出电压的传递函数，G7表示前馈控制器121的传递函数。

根据图3所示，并考虑到我们研究的纹波通常相对直流成分较小,主变换器和各控制器都可以在工作点附近做线性近似,因此LLC谐振变换器的输出电压Vout的拉氏变换可由下式表示：

Vout(s)＝Gvref(s)·Vref(s)+Gvin(s)·Vin(s) 公式1

其中Vref(s)表示输入至反馈控制器123的参考电压的拉氏变换，Gvref(s)表示从参考电压到输出的传递函数，Vin(s)表示所述变换器的输入电压的拉氏变换，Gvin表示输入电压到输出电压的输出传递函数。

由图3可知，Gvref和Gvin可分别由下式表示：

$Gvref\left(s\right)=\frac{G1\·G2\·G3\·G4\·G5}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式2

$Gvin\left(s\right)=\frac{G6-G4\·G5\·G7}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式3

那么在LLC谐振变换器中不具有前馈控制器121的情况下，即G7＝0的情况下，输入电压到输出的传递函数Gvin_nff为：

$Gvin\_nff\left(s\right)=\frac{G6}{1+G2\·G3\·G4\·G5}$ 公式4

上述公式4反映了具有反馈控制器123的LLC谐振变换器开环传递函数G2G3G4G5对纹波的作用。反馈控制器可以选择较高的低频增益在一定程度上抑制输入纹波对输出端的影响，但另一方面这种方式减小纹波的效果并不理想，难以在稳定性和较高的增益两方面取得平衡。如何进一步抑制或减小所述变换器中的输出纹波是一个亟需解决的问题，本发明通过附加前馈控制器121提供了一种解决方案。

根据本发明的一个实施方式，由以下公式定义了Ge，它是有无前馈控制器121输入输出的传递函数的比值；值得注意的是,它也是在相同输入纹波条件下,有无前馈控制器121输出纹波的比值：

$Ge\left(s\right)=\frac{Gvin\left(s\right)}{Gvin\_nff\left(s\right)}$ 公式5

一方面，公式5表明,具有前馈控制器和反馈控制器二者的LLC谐振变换器，其输入输出传递函数可以看作是，Gvin_nff和Ge两个系统的串联。相对于无前馈控制器的所述变换器来说，Ge可以提供额外的输入纹波抑制能力。

将公式3和公式4代入公式5中，可得到：

$Ge\left(s\right)=1-\frac{G4\·G5\·G7}{G6}$ 公式6

由公式6可以看出Ge只同前馈控制器G7、主变换器G5和G6以及受控振荡器G4有关，与G1、G2和G3无关。也就是说，无论反馈控制器123或者光耦合单元124的特性如何都不会影响Ge,也就是前馈控制器121带来的额外的纹波增益,这是由于前述的前馈信号在受控振荡器122的输入端引入所带来的效果；特别的，这个结论也适用于不存在反馈控制器123,也就是开环控制的情形。

从抑制纹波的角度考虑，在Ge(s)＝0的情况下，即Vin的任何纹波均对LLC谐振变换器的输出电压没有影响的情况，这是理想的状态。因此，前馈控制器121的传递函数G7的理想取值可由下式表示：

$G7\_ideal\left(s\right)=\frac{G6}{G4\·G5}$ 公式7

由此，即可根据受控振荡器122的传递函数G4、主变换器100的传递函数G5和G6来确定该如何选取前馈控制器121。

图4示出了根据公式7和模拟得到的理想前馈控制器增益和相位频率特性曲线图。如图所示，理想情况下的G7的增益和相位曲线从近似直流至较高频率的区间均是水平的，相对来说，纹波频率较低，因此G7_ideal可以用一个比例环节替代。也就是说，理想前馈控制器应具有比例特性。尽管如此，实际应用中，可能还希望前馈控制器滤除直流成分或者高频开关噪声，前馈控制器G7不一定采用比例环节还可以采用其他的环节。因此，根据本发明的一个实施方式，采用低通滤波器或带通滤波器作为前馈控制器130。以下将分别对此进行详细描述。作为例子，这里仅考虑上述100Hz或者120Hz附近的输入纹波的抑制。

根据本发明的一个实施方式，前馈控制器121为低通滤波器。该低通滤波器可以为一阶低通滤波器或高阶低通滤波器，其角频率均高于通常的纹波的频率。该低通滤波器的传递函数G7可由下式表示：

$G7\left(s\right)=Ke\·\frac{\mathrm{\ω}n}{s+\mathrm{\ω}n}$ 公式8

其中Ke是低通滤波器的常量，ωn是转折角频率，s是拉普拉斯变换自变量。

根据公式6、7和8可以得到：

$Ge\left(s\right)=\frac{s+\left(1-\frac{Ke}{G7\_ideal}\right)\·\mathrm{\ω}n}{s+\mathrm{\ω}n}$ 公式9

由此，可以得到相应Ge的幅度频率特性(Ge_in_gain)：

$Ge\_in\_gain=\sqrt{\frac{{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}\right)}^2+{(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})}^2}{{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}\right)}^2+1}}$ 公式10

那么，可以根据公式10，选择适当的低通滤波器作为前馈控制器121，以产生前馈信号，从而抑制DC-DC转换器中的纹波。

图5示出了在采用低通滤波器作为前馈控制器时进行归一化处理后,额外纹波增益Ge的角频率特性曲线。由图5可以看出，通过选择适当的Ke和相对纹波频率来说较高的的转折频率可以起到抑制纹波增益的效果。

根据本发明的另一实施方式，前馈控制器121为带通滤波器。该带通滤波器可以为二阶带通滤波器或高阶带通滤波器。该带通滤波器的传递函数G7可由下式表示：

$G7\left(s\right)=Ke\·\frac{2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s}{s^2+2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}$ 公式11

其中Ke是带通滤波器的常量，ωn是固有振荡角频率，s是拉普拉斯变换自变量，ξ是阻尼系数。

根据公式6、7和11可以得到：

$Ge\left(s\right)=Ke\·\frac{s^2+2\·(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}{s^2+2\·\mathrm{\ξ}\·\mathrm{\ω}n\·s+{\mathrm{\ωn}}^2}$ 公式12

由此，可以得到该带通滤波器的增益的前馈增量Ge_in_gain(幅度频率特性)：

$Ge\_in\_gain=\sqrt{\frac{{\left(\frac{\frac{\mathrm{\ω}n}{\mathrm{\ω}}-\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}}{2\mathrm{\ξ}}\right)}^2+{(1-\frac{Ke}{G7\_ideal})}^2}{{\left(\frac{\frac{\mathrm{\ω}n}{\mathrm{\ω}}-\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}n}}{2\mathrm{\ξ}}\right)}^2+1}}$ 公式13

那么，可以根据公式13，选择适当的带通滤波器作为前馈控制器121，以产生前馈信号，从而抑制DC-DC转换器中的纹波。

图6示出了归一化后在采用带通滤波器作为前馈控制器且Ke取0.9·G7_ideal时在不同阻尼系数的情况下，额外纹波增益Ge角频率特性 曲线。由图6可以看出，无论阻尼系数ξ为何值，当角频率为ωn时，纹波增益都很低，而当角频率接近0或正无穷时，纹波增益都接近1，也就是说，输入电压直流和高频成分不起作用。

图7示出了根据本发明一个实施方式抑制所述变换器的输出电压中的纹波的方法的流程图。在图7所示的方法200中，所采用的LLC谐振变换器包括主变换器，该主变换器包括依次连接的具有驱动电路的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐振网络、隔离变压器以及整流滤波电路。

如图7所示，该方法200可包括步骤S210和S220。在步骤S210中，利用输入电压产生前馈信号。在步骤S220中，根据所述前馈信号控制所述斩波器的工作频率。

根据本发明的一个具体实例，在该方法200中，前馈信号是由具有比例、低通或带通滤波特性的滤波器利用所述输入电压产生的。

根据本发明的另一具体实例，在该方法200中，所述滤波器由模拟电路实现或者由基于等效变换或近似变换的离散形式电路实现。

图8示出了根据本发明另一个实施方式抑制LLC谐振变换器的输出电压中的纹波的方法的流程图。在图8所示的方法300中，所采用的LLC谐振变换器括主变换器，该主变换器包括依次连接的具有驱动电路的半桥或全桥斩波器、电感电容串联谐振网络、隔离变压器以及整流滤波电路。

如图8所示，该方法300可包括步骤S310、S320、S330和S340。在步骤S310中，利用输入电压产生前馈信号。在步骤S320中，利用所述变换器的输出误差电压产生反馈信号。在步骤S330中，叠加所述反馈信号和所述前馈信号以生成控制信号。在步骤S340中，根据所述控制信号控制所述斩波器的工作频率。

同样，根据本发明的一个具体实例，在该方法300中，前馈信号是由具有比例、低通或带通滤波特性的滤波器利用所述输入电压产生的。

另外，根据本发明的另一具体实例，在该方法300中，所述滤波器由模拟电路实现或者由基于等效变换或近似变换的离散形式电路实现。

此外，在上述方法200和300中所提到的低通滤波器或带通滤波器的传递函数可以分别按照与上面描述LLC谐振变换器中所采用的低通滤波器或带通滤波器的传递函数相同的方法来设计，为了简洁起见，在此略去其详细描述。

以上对本发明各实施方式的描述是为了更好地理解本发明，其仅仅是示例性的，而非旨在对本发明进行限制。应注意，在以上描述中，针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。本领域技术人员可以理解，在不脱离本发明的发明构思的情况下，针对以上所描述的实施方式进行的各种变化和修改，均属于本发明的范围内。