并网变流系统的控制方法和控制装置与流程
本发明涉及电力系统自动化技术领域，特别是涉及一种并网变流系统的控制方法和控制装置。
背景技术：
伴随着电力电子变流技术的发展，电压源型换流器(比如，基于全控型功率开关器件的三相脉宽调制(pwm)换流器)因具有输入电流为正弦波、功率因数可调、低谐波畸变率(thd)和实现功率可双向流动等优点，已被广泛应用于直流输电、并网发电、超导储能与电动汽车等领域和行业。近年来国内外专家学者对换流器控制策略进行了大量研究，尽管控制目标均为实现电流正弦化的低thd以及快速动态响应地单位功率因数高效运行，但各算法过程迥异。
为减少换流器开关频率附近的高次谐波，通常在换流器和电网之间加入三阶lcl滤波器。而且，为抑制三阶lcl滤波器的并联谐振，传统的无源阻尼策略在大功率应用场合(如光伏和风电并网中)获得了广泛应用。在传统的无源阻尼策略中，在滤波电容上串联电阻以增加系统阻尼，从而提高系统稳定性。
然而，无源阻尼策略的不足之处在于：串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力均导致较高的功率损耗。
技术实现要素：
本发明实施方式提出一种并网变流系统的控制方法和控制装置，从而降低功率损耗。
根据本发明的一个实施方式，一种并网变流系统的控制方法，所述并网变流系统包括有源阻尼lcl滤波器、比例谐振控制器和三相电压源型换流器，该方法包括：
基于所述三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的开关周期平均模型；
基于所述开关周期平均模型、所述比例谐振控制器的控制参数和所述有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的电流环传递函数；
基于所述电流环传递函数，调制所述三相电压源型换流器。
在一个实施方式中，该方法进一步包括：设置延时因子：
所述基于三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定并网变流系统的开关周期平均模型包括：基于所述开关周期平均模型、所述比例谐振控制器的控制参数、所述延时因子和所述有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的电流环传递函数。
在一个实施方式中，所述开关周期平均模型为：
其中：uαβ＝[uαuβ]t；uα，uβ分别为静止坐标系下网侧电压的α、β轴分量；
在一个实施方式中，所述电流环传递函数为g(s)，其中：
ig为网侧电流；
在一个实施方式中，所述比例谐振控制器的控制参数包括下列中的至少一个：
截止频率ωc；比例增益系数kp；谐振增益系数kr。
在一个实施方式中，该方法进一步包括：为所述比例增益系数kp设置调节门限值；所述基于电流环传递函数，调制三相电压源型换流器包括：调节所述比例增益系数kp，其中比例增益系数kp的值不高于所述调节门限值；或
所述基于电流环传递函数，调制所述三相电压源型换流器包括：增大所述截止频率ωc以抑制频率波动对三相电压源型换流器产生的扰动；和/或，增大kr值以降低稳态误差。
在一个实施方式中，
其中，∑ti为等效延时因子，kd为等效增益系数，ts为采样周期，td为采样保持延时时间，kd为采样保持延时系数，tpwm为脉宽调制延时时间，kpwm为脉宽调制延时系数；e为自然底数；s为复频域因子。
在一个实施方式中，所述有源阻尼lcl滤波器的阻尼比为ζ；
h1为电容电流反馈有源阻尼因子；lg为有源阻尼lcl滤波器的网侧电抗；lr为有源阻尼lcl滤波器的桥侧电抗；cf为有源阻尼lcl滤波器的支路电容；电流闭环截止频率和lcl滤波器谐振频率之比为γ。
在一个实施方式中，
其中s为复频域因子；ωc为比例谐振控制器带宽；ω0为谐振频率，kp为比例增益系数；kr为谐振增益系数；gpr(s)为比例谐振控制器的传递函数。
根据本发明的一个实施方式，一种并网变流系统的控制装置，所述并网变流系统包括有源阻尼lcl滤波器、比例谐振控制器和三相电压源型换流器，该装置包括：
开关周期平均模型确定模块，用于基于所述三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的开关周期平均模型；
电流环传递函数确定模块，用于基于所述开关周期平均模型、所述比例谐振控制器的控制参数和所述有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的电流环传递函数；
调制模块，用于基于所述电流环传递函数，调制所述三相电压源型换流器。
从上述技术方案可以看出，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明提出的三相电压源型换流器有源阻尼控制方案，可以避免串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力，因此本发明可以显著降低功率损耗，并提高系统效率和稳定性。
而且，本发明所提出的lcl滤波器中，与支路电容连接的第二电流互感器容量可以显著小于与网侧电抗连接的第一电流互感器的容量，因此还降低了lcl滤波器的成本。本发明的lcl滤波器的结构紧凑，为冷却系统设计提供了便利。
另外，本发明提出了具有强鲁棒性的并网变流系统开关周期平均模型及其控制参数设计方法，避免了稳定裕度不足引起的并网变流系统性能恶化甚至不稳定。
附图说明
图1为根据本发明实施方式有源阻尼lcl滤波器的示范性结构图；
图2为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置的示范性结构图；
图3为根据本发明实施方式并网变流系统的控制方法流程图；
图4为根据本发明实施方式基于电流环pr控制器的有源阻尼控制拓扑结构示意图；
图5示例性地示出本发明实施方式的电流内环开关平均周期模型控制框图；
图6示例性地示出本发明实施方式的ωc变化时的pr控制器伯德图；
图7示例性地示出本发明实施方式的kp变化时的pr控制器伯德图；
图8示范性地示出本发明实施方式的kr变化时的pr控制器伯德图；
图9示例性地示出了本发明实施方式的延时因子对电流环幅频特性影响的伯德图；
图10示例性地示出了本发明实施方式的阻尼系数变化时频率相应特性曲线示意图；
图11示例性地示出了本发明实施方式的基于阻尼系数与比率的系统稳定区示意图；
图12示范性地示出了本发明实施方式的支路电容参数cf变化的伯德图；
图13示范性地示出了本发明实施方式的桥侧电抗lr变化的伯德图；
图14示范性地示出了本发明实施方式的网侧电抗lg变化的伯德图；
图15示例性地示出本发明实施方式的kw、l、∑ti作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；
图16示例性地示出本发明实施方式的kp、kr作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；
图17示例性地示出本发明实施方式的控制系统电流环闭环伯德图；
图18示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流给定与输出跟踪波形的仿真图；
图19示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流运动轨迹图；
图20示例性地示出采用本发明控制策略的换流器侧a相电压/电流波形的实测图；
图21示例性地示出采用本发明控制策略的网侧a相电压/电流波形的实测图；
图22示例性地示出采用本发明控制策略的网侧和换流器侧a相电流频谱的对比实测图；
图23示例性地示出采用本发明控制策略的直流母线电压实测图，其中直流电压由93v跳变到106v；
图24示例性地示出采用本发明控制策略的网侧电流突变时的瞬态响应实测图；
图25示范性地示出并网变流系统的控制装置结构图。
具体实施方式
为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以阐述性说明本发明，并不用于限定本发明的保护范围。
为了描述上的简洁和直观，下文通过描述若干代表性的实施方式来对本发明的方案进行阐述。实施方 式中大量的细节仅用于帮助理解本发明的方案。但是很明显，本发明的技术方案实现时可以不局限于这些细节。为了避免不必要地模糊了本发明的方案，一些实施方式没有进行细致地描述，而是仅给出了框架。下文中，“包括”是指“包括但不限于”，“根据……”是指“至少根据……，但不限于仅根据……”。由于汉语的语言习惯，下文中没有特别指出一个成分的数量时，意味着该成分可以是一个也可以是多个，或可理解为至少一个。
图1为根据本发明实施方式有源阻尼lcl滤波器的示范性结构图。
如图1所示，虚线框所示的有源阻尼lcl滤波器10分别与三相电网(ug)11和三相电压源型换流器(vsc)12连接。有源阻尼lcl滤波器10包括：
三个网侧电抗lg，与三相电网连接；
三个桥侧电抗lr，分别与各自的网侧电抗lg连接；
三个支路电容cf；
电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3，分别与各自的网侧电抗lg连接，用于检测网侧三相电流；
电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6，分别与各自的支路电容cf连接，用于检测支路电容三相电流。
本发明所涉的换流器控制系统的网侧主电路设置有三个电流互感器(即电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3)，而且在支路电容设置有另外的三个电流互感器(即电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6)，通过引入电容电流内环反馈增益，不但可以避免无源阻尼策略所产生的功率损耗，还可以降低采样误差。
电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3属于相同的规格型号。而且，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6属于相同的规格型号。
在一个实施方式中，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6所属规格型号的容量为电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3所属规格型号的百分之五到百分之三十。优选地，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6所属规格型号的容量为电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3所属规格型号的百分之十。
基于图1所示的lcl滤波器，本发明提出一种三相电压源型换流器控制方案，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明可以显著降低功率损耗。
图2为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置的示范性结构图。
如图2所示，该装置包括：
如图1所示的有源阻尼lcl滤波器10；
控制模块20，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测 值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。
具体地，控制模块20包括：
第一转换单元21，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；
第二转换单元22，用于将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；
第一加法器23，用于基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；
比例谐振(pr)控制器24，用于基于输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；
第二加法器25，用于基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；
第三转换单元26，用于将静止坐标系的电流误差信号转换为用于控制三相电压源型换流器的三相电流误差信号。
基于上述描述，本发明还提出了一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法。该方法包括：
首先，检测网侧三相电流和支路电容三相电流。
在这里，有源阻尼lcl滤波器分别与三相电网和三相电压源型换流器连接。而且，有源阻尼lcl滤波器，包括：网侧电抗；桥侧电抗；支路电容；与网侧电抗连接的第一电流互感器；与支路电容连接的第二电流互感器。第一电流互感器检测网侧三相电流；第二电流互感器检测支路电容三相电流。
其次，将网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值，将支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值。
接着，基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值。使能比例谐振控制器基于输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值。
最后，基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号，并基于静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。
在一个实施方式中，
其中s为复频域因子；ωc为比例谐振控制器带宽；ω0为谐振频率，kp为比例增益系数；kr为谐振增益系数；gpr(s)为比例谐振控制器的传递函数。
在一个实施方式中，静止坐标系的网侧电流参考值为
p*为瞬时有功功率给定值，q*为瞬时无功功率给定值；uα和uβ为静止坐标系的网侧电压矢量。
在一个实施方式中，q*为零；
可见，通过将q*为零，可以实现网侧单位功率因数。
以上给出了网侧电流参考值的优选实例，本领域技术人员可以意识到。网侧电流参考值不局限于此，而是可以由用户任意设置。
本发明还提出了一种并网变流系统的控制方法。图3为根据本发明实施方式并网变流系统的控制方法流程图，该并网变流系统包括有源阻尼lcl滤波器、比例谐振控制器和三相电压源型换流器。
如图3所示，该方法包括：
步骤301：基于三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定并网变流系统的开关周期平均模型。
步骤302：基于开关周期平均模型、比例谐振控制器的控制参数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定并网变流系统的电流环传递函数；
步骤303：基于电流环传递函数，调制三相电压源型换流器。
在一个实施方式中，该方法进一步包括：设置延时因子：
步骤301中基于三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定并网变流系统的开关周期平均模型包括：基于开关周期平均模型、比例谐振控制器的控制参数、延时因子和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定并网变流系统的电流环传递函数。
在一个实施方式中，开关周期平均模型为：
其中：uαβ＝[uαuβ]t；uα，uβ分别为静止坐标系下网侧电压的α、β轴分量；
在一个实施方式中，电流环传递函数为g(s)，其中：
在一个实施方式中，比例谐振控制器的控制参数包括下列中的至少一个：截止频率ωc；比例增益系数kp；谐振增益系数kr。
在一个实施方式中，该方法进一步包括：为比例增益系数kp设置调节门限值；步骤303中基于电流环传递函数，调制三相电压源型换流器包括：调节比例增益系数kp，其中比例增益系数kp的值不高于调节门限值；或，步骤303中基于电流环传递函数，调制三相电压源型换流器包括：增大截止频率ωc以抑制频率波动对三相电压源型换流器产生的扰动；和/或，增大kr值以降低稳态误差。
在一个实施方式中，
在一个实施方式中，有源阻尼lcl滤波器的阻尼比为ζ；
h1为电容电流反馈有源阻尼因子；lg为有源阻尼lcl滤波器的网侧电抗；lr为有源阻尼lcl滤波器的桥侧电抗；cf为有源阻尼lcl滤波器的支路电容；电流闭环截止频率和lcl滤波器谐振频率之比为γ。
下面结合示范性的有源阻尼控制拓扑结构，对本发明进行更加具体的说明。
图4为根据本发明实施方式基于电流环pr控制器的有源阻尼控制拓扑结构示意图。
图4示出了三相电压型pwm换流器主电路拓扑。如图4所示，换流器通过网侧电抗lg、桥侧电抗lr和支路电容cf组成三阶有源阻尼lcl滤波器与电网相连。三阶有源阻尼lcl滤波器起到滤除高频谐波的作用。
pwm换流器可以包括6个组成三相桥结构的绝缘栅双极型晶体管(igbt)功率模块。cdc为直流母线电容，ig、ir和ic为网侧、换流器侧和电容支路电流，ug为三相网侧电压，“abc/αβ”为三相到两相坐标变换。
三相并网电压源型换流器主电路拓扑如图4所示，换流器通过网侧电抗lg、桥侧电抗lr和支路电容cf组成三阶有源阻尼lcl滤波器与电网相连，起到滤除高频谐波的作用。其中，iα、iβ为电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为两相静止坐标系下的网侧电流检测值；iα*、iβ*为静止坐标系下预先设定的网侧电流参考值；pr为比例谐振控制器；h1为电容电流反馈有源阻尼因子；cdc为直流母线电容，“abc/αβ”为三相到两相坐标变换。
基于基尔霍夫定律(kirchhofflaw)可得：
其中，ig、ir和ic为网侧、换流器侧和电容支路电流；ug、uc和vdc为三相网侧电压、电容支路电压和直流母线电压；zlr、zlg、zc为电抗器lr、lg和支路电容cf所对应的阻抗；vk为换流器桥侧输出电压。
σk表示三相桥臂开关状态函数，定义为：
由公式(1)变换可得：
网侧电流矢量ig为状态变量，并且是连续的时变函数，且其变化在一个开关周期内较小，故定义变量τ在开关周期ts内的平均值为
从而可得三相并网电压源型换流器开关周期平均模型，即：
对上式4进行克拉克变换，进而可推得系统两相静止αβ坐标系下开关周期平均模型，即：
其中，uαβ＝[uαuβ]t，iαβ＝[iαiβ]t，
图5示例性地示出本发明实施方式的电流内环开关平均周期模型控制框图。图5为不考虑电网电压前馈补偿项的电流内环开关周期平均模型控制框图。其中，gpr(s)为比例谐振控制器；的传递函数gd(s)为采样保持器的传递函数，gvsc(s)为变流器脉宽调制环节时间延时的传递函数，glcl(s)为lcl滤波器的传递函数。
利用梅森(mason)公式，并考虑到控制系统在谐振频率点处增益远大于1，根据电流内环模型可以推出系统电流环传函表达式为：
为了提高有选择地抗电网电压干扰的能力，从而有效减小电网参数摄动对变换器网侧电流的影响，利用内模原理得到改进的pr控制器s域传函：
控制器实现了在跟踪信号频率处增益无穷大，在其他非基频处增益非常小。其中，ω0为谐振频率，ωc为控制器带宽，kp、kr为比例与谐振增益系数。
为了详尽探讨pr控制器中各参数的作用，借助伯德图分别调节上述传函中的参变量ωc、kp和kr，以观测其频域幅频响应特性曲线。
图6示例性地示出本发明实施方式的ωc变化时的pr控制器伯德图；图7示例性地示出本发明实施方 式的kp变化时的pr控制器伯德图；图8示范性地示出本发明实施方式的kr变化时的pr控制器伯德图。
图6中不同的ωc值对谐振频率点的增益影响较小，而控制系统带宽与之呈正相关，从而增强了控制器快速跟踪正弦交变给定量的能力，提高系统对电网频率波动的鲁棒性。
图7中随着kp值增加，谐振频率处的幅值裕度无明显变化，而其他频段增益则随之增大，表明过大的kp值将削弱谐振环节的相对优势，即间接影响了控制器的带宽与稳定性。
图8中通过增大kr值，控制器谐振频率处增益随之提高，达到了消除稳态误差的效果。
因此，pr控制器参数设计需要兼顾各性能指标对系统动、静态性能的相互影响，其参数调节的规律为：调节比例增益kp与谐振增益kr以符合系统稳定性、动态与稳态性能；调节截止频率ωc以抑制频率波动对变换器产生的扰动。其中，ωc体现了控制器实时跟踪交变信号的能力，欲实现快速动态响应，系统带宽需足够大。但过大的带宽将引入系统开关频率等高频噪声，需要折中考虑彼此影响加以选取。依据gb/t15945-2008的定义，由用户冲击负荷引起的电力系统频率偏差允许波动的限值为±0.5hz，则有ωc/π＝1.0hz，即ωc＝3.14rad/s。为了有效增加系统在谐振频率处的开环增益从而减小系统稳态误差，谐振频率处的增益设定为40db，即
下面讨论控制延时因子计算及其影响分析。为实现对并网变流系统进行离散化，同时信号采样保持和与传输将导致一拍计算延时滞后，并且脉宽调制环节波形占空比更新亦带来半拍延时引起半拍的相位延迟。由泰勒级数(taylor)展开对上述一阶小惯性环节进行近似逼近：
其中，∑ti为等效延时因子，kd为等效增益系数，ts为采样周期，td为采样保持延时时间，kd为采样保持延时系数，tpwm为脉宽调制延时时间，kpwm为脉宽调制延时系数；e为自然底数；s为复频域因子。基于此，信号采样和脉宽调制环节等效延时因子∑ti为采样周期ts的1.5倍，它的取值对电流内环产生较大影响。
图9示例为考虑到延时因子对电流控制影响的伯德图，故系统设计时需保证足够的裕度以有效避免延时环节的不利影响，增强控制鲁棒性。其中曲线a为无延时因子的情形，曲线b为具有延时因子的情形。在图9中，示出了考虑到延时因子对电流控制影响。因此，系统设计时需保证足够的裕度以有效避免延时环节的不利影响，增强控制鲁棒性。
图10示例性地示出本发明实施方式的有源阻尼增益系数变化对电流环幅频特性影响的伯德图，其中曲线d为相位滞后的情形；曲线c为ζ逐渐增加的情形。
当系统进入欠阻尼状态时，其谐振点处将产生很大的过冲，导致谐振频率处谐波幅值增加，从而高次 谐波被注入线电流中，恶化电流thd。传统的无源阻尼策略在大功率应用场合(尤其如光伏和风电并网)其不足之处在于因串联电阻引起的阻尼损耗和阻尼电阻对谐波电流的衰减能力两者同系统稳定性间的矛盾。本申请采用基于虚拟阻尼电阻的电容电流反馈有源阻尼策略以显著抑制网侧三阶lcl并联谐振，即通过引入滤波电容电流ic进行反馈采样，kw为反馈系数。
下面讨论lcl有源阻尼增益因子计算及其影响分析。
网侧电流至桥侧电流传递函数：
其中，h1为电容电流反馈有源阻尼因子，阻尼比ζ可表示为：
运用控制理论数值计算，当增益系数h1为零时，则将较难实现闭环系统稳定。故需针对h1进行合理选取，以实现系统阻尼特性显著增强，变化规律如图10所示。随着ζ递增，谐振峰值从30db移动至尖峰完全消除，从而使得谐振频率附近的频率分量影响效果得到显著衰减。系统稳定取决于阻尼比以及电流闭环截止频率ωs和lcl谐振频率ωres之比γ。由ωres>ωs，故γ<1。欲将谐振点幅值裕度衰减至0db以下，须满足：
进而可得出阻尼比ζ的选取范围：
利用公式12，可绘制出图11所示基于阻尼系数与比率的系统稳定运行区间，为了兼顾系统的阻尼效果和动态性能，基于二阶最优理论以达到较快的收敛特性，此处ξ＝0.5，进而得到电容电流内环反馈增益h1＝1.6。
下面讨论基于参数选取的系统鲁棒性分析。
在pwm变流器实际运行过程中，伴随着温度、老化以及检测精度等因素的影响，系统关键参数亦随之出现偏差，尤其lcl拓扑参数的非线性扰动，这些改变将给控制系统带来较大摄动，进而导致闭环极点偏移影响系统稳定性，故须计及系统工作过程中参数波动下的鲁棒性影响。
由上述分析，基于系统其他参数保持不变的前提，考虑到cf、lr和lg参数波动下控制系统传递函数的频域伯德图如图12-14所示。其中，选取3个参变量的波动范围均为±30％，以验证参数波动下的鲁棒性 影响。
根据图12可以看出，伴随着支路电容cf的变化，系统的幅值裕度变化范围为12.9db～15.4db，相位裕度变化范围为29.8°～31.2°。
由图13可知，随着变流器侧电抗lr的变化，系统的幅值裕度变化区间为14.6db～18.2db，相位裕度变化范围为29.9°～30.5°。
由图14所示，随着网侧电抗lg的变化，系统的幅值裕度变化范围为12.8db～26.7db，相位裕度变化区间为18.8°～30.4°。可以看出，所设计的控制系统能够适应较宽范围的参数摄动，从而有效抑制参数波动对系统稳定性的影响，具有强鲁棒性。
图15示例性地示出本发明实施方式的kw、l、∑ti作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；图16示例性地示出本发明实施方式的kp、kr作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图。
在pwm变换器工作过程中，伴随着温度、老化以及检测精度等因素的影响，系统关键参数亦随之发生变化，从而导致闭环极点偏移影响系统稳定性，故须计及系统工作过程的鲁棒性与稳定性。基于图15和图16所示电流环闭环零极点轨迹，伴随着l逐渐增大，系统中两组共轭极点迅速靠近左半平面，同时极点阻尼亦随之增大，控制系统轨迹移至稳定增强区。当反馈比例因子kw递增时，主导极点由不稳定区域穿越并移离虚轴，然后迅速逼近虚轴直至再次返回不稳定区域，同时极点阻尼先增大后减小，故需确保闭环极点均分布于s域左半平面，从而显著克服了参数变化对系统鲁棒性的不利。与此同时，伴随着控制延时∑ti逐渐增大，从图15和图16可看出，由谐振环节与lcl滤波器引入的极点随之向虚轴移动，即延长延时环节将使得引起系统不稳定的变化范围变宽，从而增加了控制器参数优化匹配难度。
综合考虑图15和图16所示轨迹，利用零极点配置法选取系统最优极点p1,2＝-124±1125j，p3,4＝-736±1257j，可看出两对共轭极点距离虚轴相差5倍以上，且由于kr>>kp，其取值对系统稳定裕度和带宽产生影响，当增益值kp变大时，尽管带宽随之变大，但是稳定裕度先增加后减少，须选取最优增益系数以获得最大稳定裕量。
图17示例性地示出本发明实施方式的控制系统电流环闭环伯德图。
图17表明系统幅值裕度h＝-20lg|g(jωcs)|＝9.8db，相位裕度γ＝π+∠g(jωs)＝54.6°。考虑到实际系统和物理模型间存在参数偏差，对稳定裕度的一般要求为系统相角裕度pm＝30°～60°，幅值裕度gm>6db。
由闭环传递函数环伯德图可知，系统幅值裕度为-3db时对应带宽约为426.3hz，故对于工频50hz电网，本发明所涉电流环带宽较宽，在更为宽泛的范围内变化亦满足系统稳定裕量要求。
综上分析，闭环系统是稳定的。
图18示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流给定与输出跟踪波形的仿真图；图19示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流运动轨迹图。
图18和图19表示本发明所提方法对应变换器交流输入侧相电流跟踪指令电流情况及其运动轨迹，图 示的三段轨迹表示：[i]整流状态，[ii]逆变状态，[iii]达到限幅值状态。
图18描述了实际输入电流跟踪参考电流的响应曲线，可以看出，网侧电流参考值和实际输出波形在相位和幅值上基本吻合，说明所设计控制系统可以达到无静差跟踪。图19为变换器网侧电流空间矢量运动轨迹，其中横、纵坐标为相电流运动轨迹的瞬时值，当参考电流发生跳变时，其矢量运动轨迹较为快速平滑调节，避免了较“硬”的动态过渡和较大的系统超调冲击。
图20示例性地示出采用本发明控制策略的换流器侧a相电压/电流波形的实测图；图21示例性地示出采用本发明控制策略的网侧a相电压/电流波形的实测图。图20-21给出了a相电网电压与交流进线电流的时域波形，系统实现了电网电压与电流同相位的快速零稳态误差跟踪，电能质量得到明显改善，这得益于图4框图中电流内环对输入电流的直接控制，以及pr控制器在谐振频率下的高增益跟踪。同时lcl电力滤波器支路交流薄膜电容cf对高频开关频率次谐波电流起到低阻抗旁路吸收作用，而对于工频及其它低频次电流呈现高阻抗特性，从而高频谐波被支路电容cf以无功功率的形式吸收，达到良好的谐波消除和单位功率因数的有机统一。
图22示例性地示出采用本发明控制策略的网侧和换流器侧a相电流频谱的对比实测图。
如图22所示，利用电能质量分析仪对网侧和变换器侧电流幅值频谱分析，可看出网侧电流thd约为2.8％，满足ieee519标准的限值要求。
图23示例性地示出采用本发明控制策略的直流母线电压实测图，其中直流电压由93v跳变到106v；图24示例性地示出采用本发明控制策略的网侧电流突变时的瞬态响应实测图。
图23和24示出了直流母线电压和网侧电流跟踪给定跳变的波形。当母线参考电压突变时，超调量均低于5％，同时，网侧电流给定值突变亦能快速跟踪且对网侧电压引起较小的瞬时畸变，具有良好的动态响应和稳态精度。
本发明还提出了一种并网变流系统的控制装置。图25示范性地示出并网变流系统的控制装置结构图。
如图25所示，装置35包括：
开关周期平均模型确定模块351，用于基于所述三相电压源型换流器的传递函数和有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的开关周期平均模型；
电流环传递函数确定模块352，用于基于所述开关周期平均模型、所述比例谐振控制器的控制参数和所述有源阻尼lcl滤波器的传递函数，确定所述并网变流系统的电流环传递函数；
调制模块353，用于基于所述电流环传递函数，调制所述三相电压源型换流器。
综上所述，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明提出的三相电压源型换流器有源阻尼控制方案，可以避免串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力，因此本发明可以显著降低功率损耗，并提高系统效率和稳定性。
而且，本发明所提出的lcl滤波器中，与支路电容连接的第二电流互感器容量可以显著小于与网侧电 抗连接的第一电流互感器的容量，因此还降低了lcl滤波器的成本。而且，本发明的lcl滤波器的结构紧凑，为冷却系统设计提供了便利。另外，本发明采用电容支路直接电流采样，采样和计算误差显著降低，为精确控制提供了基础。还有，本发明的有源阻尼可以实现较佳的谐波衰减率。
另外，本发明还提供一种具有强鲁棒性的并网型变流系统开关周期平均模型及其控制参数设计方法，同时设计过程计及系统工作过程中参数波动下的鲁棒性影响，避免了稳定裕度不足引起的并网系统性能恶化甚至不稳定。本发明的优点还包括：
(1)、控制环路的参数配置变得更加简易和系统化，从而避免了传统控制参数较复杂的设计过程，解决了电流环设计过程阶数高、参数多并考虑到稳定性和稳态误差要求。
(2)、通过伯德图和根轨迹等频域分析和计算方法，所设计的控制系统稳定裕度较大，避免了被外界干扰或参数偏移导致的谐振和不稳定现象；以及
(3)、为并网变流器控制系统提供了一套新颖而卓有成效的理论计算与设计方法，基于本发明所提出的开关周期平均模型及其参数设计理论，系统具有优良的稳定运行性能和对参数变化的强鲁棒性，有效兼顾系统稳态裕度和暂态性能。
总之，本发明具有较小的电流、电压谐波畸变率和较高的电能转换效率，实现单位功率运行，在额定负载下效率能达到98％，thd仅为3％左右，符合ieee519-2014等电能质量标准要求。本发明电流内环引入电容电流反馈有源阻尼策略和pr控制器，省去了派克(park)变换、锁相环(pll)相角实时检测和前馈解耦等环节，提供了一种有效降低控制器运算量、具有良好的动态响应和强鲁棒性的调制策略。而且，本发明在αβ静止坐标系下利用零极点轨迹和频域响应分析工具，探讨和总结了系统主要参数与稳定裕度的内在机理，运用控制理论判据对分析和解决此类问题给出规律探讨。另外，本发明为三相电压源型换流器提供了一套新颖而卓有成效的理论计算与设计方法，仿真和实验结果表明，本发明所提出的控制策略具有优良的稳定运行性能和对参数变化的鲁棒性，有效兼顾系统稳态裕度和暂态性能，满足系统性能指标的要求。
以上所述，仅为本发明的较佳实施方式而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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