电力变换控制装置的制作方法

本发明涉及电力变换装置的控制技术。该控制技术例如能够应用于后述的无电容器型(Capacitor-less)逆变器的控制装置。

背景技术：

在专利文献1记载了电动机控制装置。该电动机控制装置具有整流部和逆变器。整流部和逆变器经由直流链路(DC link)相互连接。整流部输入交流电压并对其进行全波整流，变换为直流电压而输出至直流链路。逆变器输入该直流电压，将其变换为交流电压而输出给电动机。

在直流链路设有具有电抗器和电容器的LC滤波器。更具体地讲，电容器和电抗器相互串联地连接于整流部的一对输出端之间，电容器的两端电压作为直流电压输入逆变器。电容器的静电电容比所谓平滑电容器的静电电容小，电容器的两端电压具有基于全波整流的脉动成分。这样，当直流链路中设置的电容器的静电电容较小的情况下，有时将该直流链路以及经由该直流链路连接的整流部和逆变器统称为“无电容器型逆变器(capacitor-less inverter)”。

在专利文献1中，根据电抗器的两端电压控制逆变器，以便降低因LC滤波器的共振而引起的直流电压的高次谐波成分。例如，对于有关逆变器的电压控制率的初始值，进行减去将电抗器的两端电压和增益相乘而得的值的校正，计算电压控制率的目标值。并且，根据该电压控制率的目标值和利用公知的方法计算的电压指令值，生成逆变器的控制信号。因此，电容器的两端电压的高次谐波成分降低，进而输入电动机控制装置的电流的畸变减小。在本申请中将这样基于电抗器的电压的控制也称为VL控制系统。

在专利文献2中提出了根据电容器的两端电压抑制输入逆变器的直流电压的共振的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4067021号公报

专利文献2：日本专利第4750553号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

在专利文献1所介绍的VL控制系统中，根据形成LC滤波器的电抗器的电感和电容器的静电电容决定控制增益。

但是，实际上在与电动机控制装置连接的电源中也存在阻抗(以下，将该阻抗称为电源阻抗)。电源阻抗根据电动机控制装置所连接的地域或场所而不同。因此，在上述的VL控制系统中，由于电源阻抗的不同，直流链路的电压换言之是逆变器的输入侧电压变动，进而控制特性有可能变化。该变化在电源阻抗的电感成分较大时特别显著。

本发明正是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，不论电源侧的阻抗的大小怎样，都将直流链路的电压变动的衰减系数维持为规定的值。

用于解决问题的手段

本发明的电力变换控制装置(3)控制电力变换装置。该电力变换装置具有：一对电源线(LH、LL)；电容器(C1)，其设于所述一对电源线之间；电抗器(L1)，其与所述电容器一起形成扼流圈输入型的LC滤波器(8)；整流部(1)，其将从电源(E1)输入的第1交流电压整流为直流电压，并输出给所述LC滤波器；以及功率变换部(2)，其根据开关信号(S)将所述电容器的两端电压(VC)变换为第2交流电压。

本发明的电力变换控制装置具有：增益设定部(313A、313B)，其根据所述电抗器的两端电压(VL)、输入所述电抗器的电流(IL)、以及所述电容器的所述两端电压中任意一方的衰减系数(ζcal)的指令值即衰减系数指令(ζz)，设定控制增益(k)；电压控制率指令生成部(32)，其对于有关电压控制率的指令值(K**)，减去所述电抗器的所述两端电压、输入所述电抗器的所述电流(IL)、以及所述电容器的所述两端电压中任意一方(W2)与所述控制增益之积而进行校正，并作为电压控制率指令(K*)进行输出，所述电压控制率是所述第2交流电压的振幅与所述电容器的所述两端电压的平均值之比；以及开关信号生成部(33)，其根据所述电压控制率指令生成所述开关信号。

本发明的电力变换控制装置的第一方式是，所述电力变换控制装置还具有电源阻抗估计部(312)，该电源阻抗估计部求出从所述整流部观察的所述电源侧的阻抗(Z)的估计值(Z^)。所述增益设定部(313A)根据所述估计值、所述电抗器(L1)的电感(L)、所述电容器(C1)的静电电容(C)和所述衰减系数指令(ζz)，设定所述控制增益(k)。所述电压控制率指令生成部(32)从所述指令值(K**)中减去所述控制增益与所述电抗器的所述两端电压(VL)之积而输出所述电压控制率指令(K*)。

本发明的电力变换控制装置的第二方式是，在其第一方式中，所述电力变换控制装置还具有电压周期计算部(311)，该电压周期计算部(311)求出所述电抗器(L1)的所述两端电压(VL)、输入所述电抗器的所述电流(IL)、以及所述电容器(C1)的所述两端电压(VC)中任意一方的振动周期(τ)。并且，所述电源阻抗估计部(312)根据所述振动周期、所述电感(L)和所述静电电容(C)求出至少所述估计值(Z^)的电感成分(I)。所述增益设定部(313A)根据所述估计值的至少所述电感成分、所述静电电容和所述衰减系数指令(ζz)，设定所述控制增益(k)。

本发明的电力变换控制装置的第三方式是，在其第二方式中，所述电源阻抗估计部(312)还根据所述电源(E1)的线间电压(VS)、所述电抗器(L1)的所述两端电压(VL)、所述电容器(C1)的两端电压(VC)、流过所述电抗器的所述电流(IL)、所述估计值(Z^)的所述电感成分(I)，求出所述估计值(Z^)的电阻成分(r)。所述增益设定部(313A)根据所述估计值的所述电感成分及所述电阻成分、所述静电电容(C)和所述衰减系数指令(ζz)，设定所述控制增益(k)。

本发明的电力变换控制装置的第四方式是，所述电力变换控制装置还具有衰减系数求解电路(310)，该衰减系数求解电路(310)将所述电抗器(L1)的所述两端电压(VL)、输入所述电抗器的所述电流(IL)、所述电容器(C1)的所述两端电压(VC)中任意一方作为测定对象(W1)，求出所述测定对象的所述衰减系数(ζcal)。所述增益设定部(313B)根据从所述衰减系数指令(ζz)中减去所述衰减系数而得的偏差(Δζ)，设定所述控制增益(k)。所述电压控制率指令生成部(32)将所述指令值(K**)减去所述控制增益与所述测定对象之积而进行校正，并作为所述电压控制率指令(K*)进行输出。

本发明的电力变换控制装置的第五方式是，在其第四方式中，所述第1交流电压(VS)是三相，将所述测定对象的所述第1交流电压的频率的6次成分去除，求出所述测定对象的所述衰减系数(ζcal)。

本发明的电力变换控制装置的第六方式是，在其第五方式中，所述衰减系数求解电路(310)包括：峰值检测电路(314)，其检测所述测定对象(W1)的一对的极大值((a(j)、a(j+m))；以及衰减系数计算电路(316)，其根据比在所述一对的所述极大值之间产生的其它极大值的个数大1的整数(m)与所述一对的所述极大值彼此之比，求出所述测定对象的对数衰减率(δ)，并进行根据所述对数衰减率求出所述衰减系数(ζcal)的计算。

发明效果

根据本发明的电力变换控制装置，不论电源侧的阻抗的大小怎样，都将电力变换部的输入侧的电压变动的衰减系数维持为期望的值。

根据本发明的电力变换控制装置的第一方式，能够得到考虑了电源侧的阻抗的大小的电压控制率指令。

根据本发明的电力变换控制装置的第二方式，能够得到电源侧的阻抗的估计值的电感成分。

根据本发明的电力变换控制装置的第三方式，能够得到电源侧的阻抗的估计值的电阻成分。

根据本发明的电力变换控制装置的第四方式，不需估计电源侧的阻抗，即可将电力变换部的输入侧的电压变动的衰减系数维持为期望的值。

根据本发明的电力变换控制装置的第五方式，因在整流部的整流而引起的脉动的影响较小，能够准确求出衰减系数。

根据本发明的电力变换控制装置的第六方式，能够根据对数衰减率求出衰减系数。

本发明的目的、特征、方面和优点，根据以下的详细说明和附图将更加明确。

附图说明

图1是示例在第1实施方式及第2实施方式中采用的电力变换装置的结构的电路图。

图2是示例第1实施方式的增益输出部及电压控制率校正部的结构的功能框图。

图3是示出图1的电力变换装置的简易的等效电路的电路图。

图4是示意地示出电抗器的两端电压的波形的曲线图。

图5是示出在图3的等效电路中忽视电源阻抗的情况下的等效电路的电路图。

图6是将图5的等效电路改写后的框图。

图7是将图3的等效电路改写后的框图。

图8是将图7的框图变形得到的框图。

图9是将图8的框图变形得到的框图。

图10是将图9的框图变形得到的框图。

图11是示出现有技术中的电源阻抗的电感成分和衰减系数和控制增益之间的关系的曲线图。

图12是示出第1实施方式的电源阻抗的电感成分和衰减系数和控制增益之间的关系的曲线图。

图13是现有技术的传递函数的波特图。

图14是第1实施方式的传递函数的波特图。

图15是示例第2实施方式的增益输出部及电压控制率校正部的结构的功能框图。

图16是例示测定对象的波形的曲线图。

图17是例示增益设定部的结构的框图。

图18是部分地例示作为第2实施方式的变形的增益输出部的结构的框图。

图19是部分地例示作为第3实施方式的第1结构的增益输出部的结构的框图。

图20是示出不存在因共振而引起的振动时的电容器的两端电压的波形的曲线图。

图21是部分地例示作为第3实施方式的第2结构的增益输出部的结构的框图。

图22是示出不存在因共振而引起的振动时流过电抗器的电流的波形的曲线图。

图23是部分地例示作为第3实施方式的第3结构的增益输出部的结构的框图。

图24是示出不存在因共振而引起的振动时的电容器的两端电压的波形的曲线图。

具体实施方式

<1.电力变换装置的结构>

图1是例示在下面的实施方式中采用的电力变换装置的概念性结构的电路图。该电力变换装置具有一对电源线LH和LL、LC滤波器8、整流部1、电力变换部2。

LC滤波器8具有电容器C1和电抗器L1。电容器C1设于电源线LH和电源线LL之间。电抗器L1与电容器C1一起形成扼流圈输入型的低通滤波器即LC滤波器8。

整流部1将从交流电源E1输入的N(N为正的整数)相交流电压变换为直流电压，将该直流电压输出给LC滤波器8。在图1的示例中，整流部1是二极管整流电路。

另外，整流部1不限于二极管整流电路，也可以是将交流电压变换为直流电压的其它AC-DC变换器。例如，能够采用晶闸管电桥整流电路或PWM(Pulse-Width-Modulation：脉宽调制)方式的AC-DC变换器。

并且，在图1的示例中，整流部1是被输入三相交流电压的三相的整流电路。然而，输入整流部1的交流电压的相数即整流部1的相数不限于三相，可以适当设定。

电力变换部2例如是电压型逆变器，输入电源线LH、LL之间的直流电压(电容器C1的两端电压)VC。并且，电力变换部2根据来自电力变换控制装置3的开关信号S将两端电压VC变换为交流电压，将该交流电压输出给负载M1。下面，将电力变换部2输出的交流电压也称为输出电压。

在图1中，例如电力变换部2具有三相的、相互串联地连接于电源线LH、LL之间的一对开关部。在图1的示例中，一对开关部Su1、Su2相互串联地连接于电源线LH、LL之间，一对开关部Sv1、Sv2相互串联地连接于电源线LH、LL之间，一对开关部Sw1、Sw2相互串联地连接于电源线LH、LL之间。并且，各相的一对开关部Sx1、Sx2(x代表u、v、w，以下相同)彼此的连接点与负载M1连接。

这些开关部Sx1、Sx2根据开关信号S适当导通或不导通，由此电力变换部2将两端电压VC变换为三相交流电压，将其输出给负载M1。由此，在负载M1流过三相的交流电流。

负载M1采用例如旋转机(例如感应机或者同步机)。并且，在图1的示例中示出了三相的负载M1，但其相数不限于此。换言之，电力变换部2不限于三相的电力变换部。

电源线LH、LL作为连接整流部1和电力变换部2的直流链路发挥作用。LC滤波器8设于该直流链路中，但是不需要具有对电力变换部2输入的电压即电容器C1的两端电压VC进行平滑的功能。换言之，LC滤波器8也可以允许整流部1进行整流后的整流电压的脉动。

具体而言，两端电压VC具有起因于N相交流电压的整流的脉动成分(例如如果采用全波整流，则是指具有N相交流电压的频率的2N倍频率的脉动成分：下面也将该脉动成分的频率称为脉动频率)。在图1的示例中，对三相交流电压进行全波整流，因而两端电压VC以三相交流电压的频率的6倍频率进行脉动。即，脉动成分是三相交流电压的6次成分。

即，作为图1所示的电力变换装置，能够采用所谓无电容器型逆变器。此时，对电容器C1不要求较大的静电电容。因此，电容器C1能够采用与电解电容器相比低廉且小型的例如薄膜电容器。

存在如果电容器C1的静电电容如上所述较小，则LC滤波器8的共振频率变高的倾向。同样，存在电抗器L1的电感越小、共振频率越高的倾向。例如在图1中，在电容器C1的静电电容是40μF、电抗器L1的电感是0.5mH的情况下，共振频率约达到1.125kHz左右。

<2.控制>

下面，对基于电压控制率的电力变换部2的控制进行说明。此处所讲的电压控制率是示出相对于电力变换部2输入的电压、以何种程度的比率输出交流电压的值。例如，在设输出电压的振幅为Vm、设两端电压VC的平均值为VC0时，电压控制率用比值Vm/VC0表示。

电力变换部2进行开关动作，因而两端电压VC随着开关而变动。即，在两端电压VC产生高次谐波成分。另外，开关频率比基于整流的两端电压VC的脉动频率高，因而此处所讲的高次谐波成分的频率比脉动频率高。

该电力变换装置如上所述具有由电容器C1和电抗器L1形成的LC滤波器8。因此，由于该LC滤波器8所贡献的共振现象，两端电压VC的高次谐波成分的变动幅度增大。

考虑这样的两端电压VC的高次谐波成分的变动控制电压控制率、特别是根据电抗器L1的两端电压VL控制电压控制率，这在例如专利文献1中是公知的。

在第1实施方式中最新提出了不仅考虑LC滤波器8对上述共振现象的贡献，也考虑交流电源E1的电源阻抗Z的贡献。并且，在第2实施方式中提出了与电源阻抗Z无关地控制两端电压VC的衰减系数的技术。

另外，考虑电流从电源线LL流入整流部1、电流向电源线LH流出，作为两端电压VL将电抗器L1的电容器C1侧的电位用作基准。

<3.控制结构>

说明具体的控制结构。以下的实施方式的电力变换器在电力变换控制装置3的控制下进行动作。关于电力变换控制装置3的结构，以框图形式与电力变换器一起记述在图1中。

在该电力变换装置设有电抗器电压检测部4、电流检测部5。

电抗器电压检测部4检测电抗器L1的两端电压VL，例如将对其实施模拟/数字变换得到的信息输出给电力变换控制装置3。

电流检测部5检测电力变换部2输出的交流电流(流过负载M1的交流电流)，例如将对其实施模拟/数字变换得到的信息输出给电力变换控制装置3。

在图1的示例中，电力变换部2输出三相(u相、v相、w相)的交流电流，检测其中二相(u相、v相)的交流电流iu、iv。三相的交流电流之和的理想状态是零，因而电力变换控制装置3能够根据二相的交流电流iu、iv计算剩余的一相的交流电流iw。根据这些电流生成开关信号S的目的可适当采用公知的方法。

电力变换控制装置3具有增益输出部31、电压控制率指令生成部32、开关信号生成部33。

电力变换控制装置3例如构成为包括微处理器和存储装置。微处理器执行在程序中记述的各处理步骤(换言之步骤)。上述存储装置例如能够由ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、能够改写的非易失性存储器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、硬盘装置等各种存储装置中的一个或者多个构成。该存储装置存储各种信息或数据等，并且存储微处理器执行的程序，而且提供用于执行程序的作业区域。另外，微处理器也能够理解成作为与程序中记述的各个处理步骤对应的各种单元发挥作用，或者也能够理解成实现与各个处理步骤对应的各种功能。

并且，电力变换控制装置3不限于此，也可以由硬件实现通过电力变换控制装置3执行的各种步骤或者要实现的各种单元或各种功能的一部分或者全部。

增益输出部31也输入表示两端电压VL的信息及电抗器衰减系数的指令即衰减系数指令ζz、或者电抗器L1的电感L、电容器C1的静电电容C，并设定控制增益z。但是如后面所述，也可以对增益输出部31提供两端电压VC或者流过电抗器的电流的信息，以替代两端电压VL。

衰减系数指令ζz是与两端电压VC相对于从交流电源E1输入的交流电压的线间电压即电源电压VS的传递函数中的衰减系数有关的指令值。增益输出部31通过后述的各实施方式的处理，设定诸如实现所输入的衰减系数指令ζz的控制增益k。

电压控制率指令生成部32输入控制增益k和两端电压VL，根据它们输出使电力变换部2的电压控制率达到其指令值K**所需要的电压控制率指令K*。具体而言，对于指令值K**，通过减去控制增益k与两端电压VL之积而进行校正，由此得到电压控制率指令K*。但是，在第2实施方式中，也可以对电压控制率指令生成部32提供两端电压VC或者流过电抗器L1的电流的信息，以替代两端电压VL。

<4.第1实施方式>

图2是例示第1实施方式的增益输出部31及电压控制率指令生成部32的具体的内部结构的一例的功能框图。

增益输出部31具有电压周期计算部311、电源阻抗估计部312、增益设定部313A。

电压周期计算部311得到两端电压VL的振动周期τ。电源阻抗估计部312求出电源阻抗Z(此处指从整流部1观察的交流电压E1侧的阻抗)的估计值Z^。例如，能够根据两端电压VL的振动周期τ和电感L和静电电容C求出估计值Z^。关于该估计值Z^的具体求解方法在后面进行说明。

增益设定部313A根据估计值Z^、电感L、静电电容C和衰减系数指令ζz，设定控制增益k并进行输出。

电压控制率指令生成部32具有乘法器321和减法器322。乘法器321求出控制增益k与两端电压VL之乘积k·VL。减法器322从指令值K**中减去乘积k·VL，求出电压控制率指令K*，将其输出给开关信号生成部33。

开关信号生成部33根据电压控制率指令K*生成有关电力变换部2输出的交流电压的电压指令。开关信号生成部33还将例如该电压指令与载波进行比较，生成开关信号S。将开关信号S输出给电力变换部2。开关信号生成部33的动作是利用公知的方法(例如专利文献1)实现的，因而在此省略其详情。

如上所述得到基于电压控制率指令K*的输出电压。因此，能够抑制两端电压VC的高次谐波成分。而且，输出电压是根据考虑电源阻抗Z来校正指令值K**而得的电压控制率指令K*而设定的，因而无论电源阻抗Z的大小怎样，都将电力变换部2的输入侧的电压(两端电压VC)的变动的衰减系数维持为期望的衰减系数指令ζz。

下面，例示用于求出估计值Z^的具体方法。

图3示出图1的电力变换装置的简易的等效电路。其中，负载M1是感应性负载，将电力变换部2和负载M1统一理解为电流源20。电源阻抗Z用在各相中串联存在于交流电源E1和整流部1之间的电阻成分r和电感成分I表示。也一并记述了流过电抗器L1的电流IL、流过电容器C1的电流IC、电流源20流出的电流I0、在电源阻抗Z中产生的电压VZ。

在该等效电路中，电抗器L1与电感成分I的二相部分一起和电容器C1串联连接。因此，也考虑电源阻抗Z，用式(1)求出等效电路中的共振频率。

[数式1]

图4是示意地示出两端电压VL的波形的曲线图。横轴采用时间t。在此，以整流部1进行三相电压的全波整流的情况为例，设电源电压VS的频率为F，两端电压VL的变动较大的周期用脉动频率的倒数1/(6F)表示。在式(1)中求出的共振频率fc的倒数1/fc可以理解为两端电压VL的变动较小的周期τ。下面，设该周期τ为振动周期，与用脉动频率的倒数表示的周期(1/(6F))区分处理。

这样的两端电压VL的振动周期τ是在电压周期计算部311取得的。具体而言，根据两端电压VL的相邻的极值彼此间的时间求出振动周期τ。例如，如图4例示的那样，能够将相邻的极大值彼此间的时间直接用作振动周期τ。或者，也可以采用相邻的极小值和极大值之间的时间的2倍期间作为振动周期τ。

特别是在无电容器型逆变器中，静电电容C较小，因而两端电压VC不易变平滑，在电源阻抗Z和LC滤波器产生的共振现象显著。因此，从提高求出振动周期τ的精度的观点讲，在本实施方式中也是适合采用无电容器型逆变器。

根据式(1)和τ＝1/fc的关系，根据式(2)求出电感成分I。

[数式2]

这样根据电容器C1的静电电容C、电抗器L1的电感L和振动周期τ估计电源阻抗Z(特别是其电感成分I)。这样的电源阻抗Z的估计即估计值Z^的取得是在电源阻抗估计部312中进行。这样为了取得估计值Z^，在本实施方式中向增益输出部31不仅输入衰减系数指令ζz，而且也输入电抗器L1的电感L和电容器C1的静电电容C。

下面，对本实施方式的动作进行更详细的说明。为了容易理解该说明，首先分析以往不考虑电源阻抗Z的情况。

图5示出在图3的等效电路中忽视电源阻抗Z时的等效电路。这也可以理解为在专利文献1示出的等效电路。因此，如专利文献1所示，通过导入控制增益k，将电流I0设定为值(-k·VL)，图5的等效电路被改写为图6的框图。另外，导入拉普拉斯变量s。

根据图6，用式(3)～(5)表示传递函数G(s)＝VC/VS。另外，导入忽视了电源阻抗Z时的衰减系数ζ，其值应该设定较大的值，因而将[(2ζ√(LC)s+1)]/[(ζ+√(ζ²-1))√(LC)s+1)]近似为1进行处理。

[数式3]

[数式4]

[数式5]

另外，本实施方式的图3的等效电路是对图6的框图追加考虑了电压VZ的单元，被改写为图7的框图。对其进行变形得到图8的结构。进一步对图8的结构进行变形而得到图9的结构。

在图9中，用虚线包围的部分与现有技术的图6的结构相同。因此，这部分的传递函数(采用以往通过使衰减系数ζ较大而实现的近似)用式(3)～(5)表示。因此，图9的结构进一步变形为图10的结构。

因此，用式(6)表示本实施方式的传递函数。

[数式6]

根据式(6)求出的衰减系数指令ζz，参照式(4)，用式(7)表示。

[数式7]

以往的衰减系数ζ较大，因而式(7)的分子中的第1项(Cr)相对于分子中的第2项可以忽视。再参照式(5)，用式(8)表示衰减系数指令ζz。

[数式8]

这样，根据忽视了电源阻抗Z的电阻成分r的近似处理，由电源阻抗Z的电感成分I、电容器C1的静电电容C、电抗器L1的电感L、衰减系数指令ζz决定控制增益k。

按照式(2)所示估计电源阻抗Z的电感成分I。因此，通过输入期望的衰减系数指令ζz来设定控制增益k。该设定如上所述是在增益设定部313A中进行的。

这样，根据振动周期τ、电感L和静电电容C得到估计值Z^的电感成分I。

当然，也能够估计电源阻抗Z的电阻成分r。例如，也可以使用如下所述估计出的电阻成分r，将式(8)的分子与项(Cr)相加来决定衰减系数指令ζz。

具体而言，参照图3，电源电压VS、两端电压VL和VC、电流IL、电源阻抗Z的电阻成分r及电感成分I之间存在式(9)的关系。因此，如果按照以上所述估计出电感成分I，则能够使用该式得到估计值Z^的电阻成分r。

[数式9]

即，增益设定部313A能够使用估计值Z^的至少电感成分I或者也使用电阻成分r，设定控制增益k。

图11是示出电感成分I的值和衰减系数ζ和控制增益k之间的关系的曲线图。图11是将控制增益k设定为固定值1的情况，相当于现有技术。

图12是示出电感成分I的值和衰减系数指令ζz和控制增益k之间的关系的曲线图。图12是根据式(8)设定了控制增益k的情况，相当于本实施方式的技术。

两者的横轴均采用电感成分I的2倍的值2I。并且，2·I＝0.0001[H](即I＝0.05[mH])时的衰减系数ζ、衰减系数指令ζz彼此相等。并且，此时的控制增益k在图11和图12中是相同的。并且，设定为电阻成分r＝0。

在图11所示的曲线图中，电感成分I越大，衰减系数ζ越低。与此相对，在图12所示的曲线图中可知，无论电感成分I怎样，衰减系数指令ζz都被维持。因此，根据本实施方式可知，与现有技术不同，能够设定控制增益k使得无论电感成分I怎样都能维持期望的衰减系数指令ζz。

图13和图14都是传递函数G(s)的波特图。图13是控制增益k固定的情况，相当于现有技术。图14是根据式(8)设定控制增益k的情况，相当于本实施方式的技术。

图13中的曲线Q1、Q3及图14中的曲线Q5、Q7示出I＝0.05[mH]的情况，图13中的曲线Q2、Q4及图14中的曲线Q6、Q8示出I＝0.2[mH]的情况。都设定为电阻成分r＝0。

在图13所示的曲线图中可知，电感成分I越大越容易共振。与此相对，在图14所示的曲线图中可知，电感成分越大越不容易共振。因此，根据本实施方式可知，与现有技术不同，无论电感成分I怎样，都能抑制输入电力变换部2的两端电压VC的变动。

优选的一种处理是：在使负载M1进行期望的运转动作之前，设定前驱期间，在该前驱期间中使用临时的指令值K**、临时的衰减系数指令ζz来驱动电力变换装置。由此，增益设定部313A能够得到估计值Z^，在以后的期望的运转动作中得到上述的效果。

另外，在图1的示例中，电抗器L1比电容器C1更靠整流部1侧设于电源线LH。但是，不限于此，在设于电源线LL时，上述的说明也是适合的。

这样，在本实施方式中通过使用考虑了电源阻抗Z的电压控制率指令K*控制电力变换部2，无论电源阻抗Z的大小怎样，都能将电力变换部2的输入侧的电压变动的衰减系数ζ维持为期望的值(衰减系数指令ζz)。

对于无电容器型逆变器，两端电压VC不易变平滑。因此，振动周期τ也可以从两端电压VC得到，而不是从两端电压VL。更具体地讲，根据两端电压VC的相邻的极值彼此间的时间求出振动周期τ即可。或者，也可以从电流IL同样地得到振动周期τ。因为鉴于图3所示的等效电路，认为两端电压VL、VC、电流IL都以相同的振动周期τ进行振动。两端电压VC和电流IL的检测能够使用公知的技术实现。

如使用式(2)所示，在电感成分I的估计中使用振动周期τ。并且，在式(3)～(9)中未出现振动周期τ。因此，由式(8)决定的控制增益k，也可以根据从两端电压VL、VC、电流IL哪一方求出的振动周期τ决定。即，电压周期计算部311在求出振动周期τ时，也可以求出两端电压VC的振动周期τ或者电流IL的振动周期τ，而不是两端电压VL的振动周期τ。即，也可以向增益输出部31输入两端电压VC或者电流IL的信息，以取代两端电压VL的信息。

并且，基于图6所示的框图的式(3)是以使用控制增益k和两端电压VL之积为前提的。因此，不论控制增益k是根据从两端电压VL、VC、电流IL哪一方求出的振动周期τ决定的，都利用控制增益k和两端电压VL之积来校正指令值K**，并得到电压控制率指令K*。

<5.第2实施方式>

在本实施方式中采用对衰减系数自身进行评价，将衰减系数变更为其指令值即衰减系数指令ζz的技术。因此，不需要在第1实施方式中示出的电源阻抗Z的估计。

图15是示出第2实施方式的增益输出部31及电压控制率指令生成部32的具体的内部结构的一例的功能框图。

在本实施方式中，增益输出部31具有峰值检测电路314、计数器315、衰减系数计算电路316、增益设定部313B。将峰值检测电路314、计数器315、衰减系数计算电路316统一理解为衰减系数求解电路310，衰减系数求解电路310担负后面详细说明的求出衰减系数ζcal的功能。

在本实施方式中采用的电压控制率指令生成部32的具体的内部结构，与第1实施方式的结构相同。

将两端电压VC、VL及电流IL任意一方作为测定对象W1输入增益输出部31。增益输出部31根据测定对象W1和衰减系数指令ζz设定控制增益k，并输出控制增益k。

将两端电压VC、VL及电流IL任意一方作为针对控制增益k的被乘数W2输入电压控制率指令生成部32。电压控制率指令生成部32通过从指令值K**减去被乘数W2与控制增益k之积k·W2，对指令值K**进行校正，得到电压控制率指令K*。

测定对象W1和被乘数W2都是从两端电压VC、VL及电流IL中选择任意一方，既可以相互一致，也可以不同。但是，如后面所述，优选对测定对象W1进行滤波处理，这一点与被乘数W2不同。

峰值检测电路314检测测定对象W1的极大值a(i)(例如，i为正整数)并进行保存。峰值检测电路314对计数器315进行例如检测出极大值的通知G。

图16是例示测定对象W1的波形的曲线图。测定对象W1随着时间t的经过而振动并衰减。因此，准确求出衰减系数ζcal所需要的极大值必须是在测定对象W1衰减的中途取得的极大值。因此，在峰值检测电路314连续取得的一对极大值表示时间性增加的情况下，峰值检测电路314对计数器315提供将计数器315复位成初始值(例如i＝1)的复位信号R。

计数器315接受被复位时的通知G，由此对峰值检测电路314提供输出指令H。峰值检测电路314对应该输出指令H，将极大值a(j)输出给衰减系数计算电路316或者存储在峰值检测电路314中。

计数器315接受包括被复位时的通知G在内的第(m+1)次的通知G，由此对峰值检测电路314提供输出指令H。峰值检测电路314对应该输出指令H，将极大值a(j+m)输出给衰减系数计算电路316或者存储在峰值检测电路314中。

一对极大值a(j)、a(j+m)既可以在如上所述每当对峰值检测电路314提供输出指令H时分别输出给衰减系数计算电路316，也可以在被提供通知G的定时作为一对输出给衰减系数计算电路316。例如，在对计数器315提供复位信号R时的通知G中，也可以将在产生复位信号R之前被存储在峰值检测电路314中的一对极大值a(j)、a(j+m)输出给衰减系数计算电路316。

在图16中也一并记述了振动周期τ、及m个振动周期τ的期间m·τ。在测定对象W1中，在一对极大值a(j)、a(j+m)之间产生(m-1)个极大值。鉴于此，衰减系数计算电路316根据比个数(m-1)大1的整数m和一对极大值a(j)、a(j+m)彼此之比a(j)/a(j+m)，利用式(10)求出测定对象W1的对数衰减率δ。其中，记号“In()”表示圆括弧内的自然对数(以纳比尔数为底的对数)。

[数式10]

衰减系数ζcal是使用对数衰减率δ和圆周率π根据式(11)求出的。其中，近似的等号(约等于)适合于衰减系数ζcal比1足够小的情况。

[数式11]

这样得到的衰减系数ζcal也可以理解为测定对象W1的衰减系数的测定值。

当然，衰减系数计算电路316也可以暂且不求出对数衰减率δ，而使用将式(10)代入式(11)得到的式子求出衰减系数ζcal。

图17是例示增益设定部313B的结构的框图。增益设定部313B具有减法器3131和增益决定部3132。减法器3131从衰减系数指令ζz中减去衰减系数ζcal而得到偏差Δζ。增益决定部3132决定在偏差Δζ越大时越提高控制增益k。但是，如果不对控制增益k的变动幅度设定限制，对指令值K**进行校正的效果将会过剩，故不是优选。因此，优选增益决定部3132一并具有作为设定了上限及下限的限制器的功能。

鉴于式(1)，认为基于被乘数W2的共振的衰减系数与基于测定对象W1的共振的衰减系数ζcal一致。因此，通过减去根据衰减系数ζcal设定的控制增益k与被乘数W2之乘积k·W2对指令值K**进行校正，并得到电压控制率指令K*，由此维持与第1实施方式相同的效果即期望的衰减系数指令ζz。而且，在本实施方式中不需要估计电源阻抗Z。

但是，由于在测定对象W1中也叠加了基于脉动频率的变动，因而为了从测定对象W1的极大值准确求出衰减系数ζcal，期望去除该变动(脉动)的影响。

图18是部分地例示作为本实施方式的变形的增益输出部31的结构的框图。在该变形的增益输出部31中，采用对图15所示的结构追加了滤波器317的结构。向峰值检测电路313输入降低了低频带的频率成分的测定对象W1，而不是测定对象W1自身。但是，在图18中省略了图15所示的衰减系数计算电路316、增益设定部313B的图示(在后述的图19、图21、图23中也一样)。

滤波器317采用具有如下功能的高通滤波器，即，减少比共振频率fc(＝1/τ)低的成分，具体而言是减少脉动频率及比其低的频率成分。在采用电流IL、两端电压VC中任意一方作为测定对象W1的情况下，它们也具有直流成分。而且，该直流成分也通过该高通滤波器而被减少。因此，无论采用电流IL、两端电压VL、VC哪一方作为测定对象W1，脉动频率成分及直流成分对极大值彼此之比a(j)/a(j+m)的影响都较小。因此，能够准确求出衰减系数ζcal。

但是，在脉动频率和共振频率fc接近的情况下，构成保留共振频率fc的成分而减少脉动频率的成分这样的高通滤波器并非易事。因此，在第3实施方式中，采用通过计算从测定对象W1中去除该脉动频率成分的技术。

<6.第3实施方式>

图19是示出第3实施方式的第1结构的框图。具体而言，图19部分地例示增益输出部31的结构。在该第1结构中，采用两端电压VC作为测定对象W1。在第1结构中，采用将图18所示的滤波器317置换为脉动成分去除部318a和直流成分去除电路319的结构。

对脉动成分去除部318a被提供电源电压VS的信息(在图中为了简化起见，该信息也用记号VS表示)。因此，能够进行从交流电源E1输入的N相交流电压的相位ωt(t表示时间，ω表示角频率)、振幅的有效值Vn的计算。

下面，说明不存在起因于共振的振动、损耗被忽视时的两端电压VC的值VCh。由于存在整流部1进行整流后的整流电压的脉动成分，因而导入相位ωt的函数D(ωt)。

[数式12]

图20是示出从交流电源E1输入的多相交流电压是三相交流电压、整流部1进行全波整流时的值VCh的波形的曲线图。实线表示值VCh的波形，虚线表示三相交流电压的波形。

图20例示的值VCh是具有周期π/3的周期函数。在这种情况下，相位ωt的函数D(ωt)用下式(13)表示。

[数式13]

D(ωt)＝sin(ωt-p·π/3)

(其中(p+1)·π/3≤ωt≤(_p+2)·π/3)…(13)

通过将两端电压VC除以该值VCh，起因于整流的脉动成分被从测定对象W1中被去除。

根据图20也可以理解到，值VCh具有直流成分，因此两端电压VC也具有直流成分。该直流成分通过直流成分去除电路319被去除。

即使是脉动频率和共振频率fc接近的情况下，如上所述也能够利用脉动成分去除部318a和直流成分去除电路319的功能实现与滤波器317相同的功能。

图21是示出本实施方式的第2结构的框图。具体而言，图20部分地例示增益输出部31的结构。在该第2结构中，W1采用电流IL作为测定对象。在第2结构中，采用将图19所示的脉动成分去除部318a置换为脉动成分去除部318b的结构。

图22是示出不存在起因于共振的振动、损耗被忽视时的电流IL的值ILh的波形的曲线图。在此，假定从交流电源E1输入的多相交流电压是三相交流电压、整流部1进行全波整流的情况。图22例示的值ILh是具有周期π/3的周期函数。

对脉动成分去除部318b提供电源电压VS的信息、和分别成为电力变换部2的输出电压、输出电流的指令值的指令值V*、I*。指令值V*、I*在电力变换控制装置3中采用公知的技术。因此，在电力变换控制装置3的内部将指令值V*、I*提供给脉动成分去除部318b。

输入电力变换部2的功率Pinv作为值ILh、VCh之积，用下式(14)表示。

[数式14]

Pinv＝VCh·ILh …(14)

理想状态下的电力变换部2没有损耗，输入的功率Pinv与电力变换部2的输出功率相等。该输出功率能够用以指令值V*、I*为变量的已知函数J(V*、I*)表示，因而下式(15)成立。

[数式15]

通过将电流IL除以该值ILh，起因于整流的脉动成分被从测定对象W1中去除。

根据图22也可以理解到，值ILh具有直流成分，因此电流IL也具有直流成分。该直流成分通过直流成分去除电路319被去除。

即使是脉动频率和共振频率fc接近的情况下，如上所述也能够利用脉动成分去除部318a和直流成分去除电路319的功能实现与滤波器317相同的功能。

图23是示出本实施方式的第3结构的框图。具体而言，图23部分地例示增益输出部31的结构。在该第3结构中，测定对象W1采用两端电压VL。在第3结构中，采用将图21所示的脉动成分去除部318b和直流成分去除电路319置换为脉动成分去除部318c的结构。与脉动成分去除部318b一样，对脉动成分去除部318c提供电源电压VS的信息、指令值V*、I*。

图24是示出不存在起因于共振的振动、损耗被忽视时的两端电压VL的值VLh的波形的曲线图。在此，假定从交流电源E1输入的多相交流电压是三相交流电压、整流部1进行全波整流的情况。图22例示的值VLh是具有周期π/3的周期函数。

使用电流式(12)～(15)根据下式(16)求得值VLh。

[数式16]

通过将两端电压VL除以该值VLh，起因于整流的脉动成分被从测定对象W1中去除。

另外，两端电压VL与电流ILh的微分值成比例，因而不具有直流成分。因此，不需要直流成分去除电路319。

如上所述，在第2实施方式及第3实施方式的第1结构～第3结构中，在得到控制增益k时，尽管有时使用电感L，但不使用静电电容C。因此，能够省略如在图1中示出的向增益输出部31输入静电电容C。

并且，在第2实施方式及第3实施方式的第1结构和第2结构中，在得到控制增益k时，电感L和静电电容C都不使用。因此，能够省略如在图1中示出的向增益输出部31输入电感L和静电电容C。

对本发明进行了详细说明，但上述说明是所有方面的示例，本发明不限于此。可以理解，在不脱离本发明的范围的情况下，能够想到没有例示的无数变形例。