电力变换装置以及使用了该电力变换装置的空气调节装置的制作方法

本发明涉及使用具有开关元件的变压电路对交流电源整流之后进行变压的电力变换装置以及使用了该电力变换装置的空气调节装置。

背景技术：

在驱动制冷空气调节装置的压缩机以及风扇等的马达的大容量逆变器装置中，三相全波整流方式的转换器具备：三相整流器，对三相交流电压进行整流；平滑电容器，包括电抗器和电容器，使三相整流器的输出电压平滑；以及逆变器电路，将平滑电容器的电压变换为交流电压而驱动马达。在该三相全波整流方式的转换器中，作为改善电源功率因数、电源电流谐波的方式，提出了如下方式：具有通过斩波使三相整流器的输出电压升压的升压转换器以及控制升压转换器的开关元件的开关控制单元，开关控制单元控制开关元件的导通占空比以使电源电流成为矩形波(例如参照专利文献1)。在专利文献1中，由于电源电流成为矩形波，所以相比于在紧接着三相整流器之后使用dc电抗器的情况，尤其是电源电流谐波的5次谐波分量变少，从谐波调节的观点来看是有利的。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2010-187521号公报

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

在此，在专利文献1中，紧接着整流器之后的电压成为升压转换器的输入。已知从整流器10输出的电压vin以电源电压的6倍频率(在商用频率60hz下为360hz)产生脉动。由于输入电压产生脉动，从而电抗器电压不会为恒定。因此，难以将升压转换器的电抗器电流值控制为恒定。

为了即使在来自整流器的输出电压产生脉动的情况下也将电流值控制为恒定，考虑将电流控制系统的响应设计得足够高，将载波频率设定得高。然而，当载波频率变高时，电力变换器的损耗上升，并且噪声增加。

本发明是为了解决如上所述的课题而完成的，其目的在于提供即使降低载波频率也能够在抑制电抗器电压的波动的同时损耗少地降低噪声的电力变换装置以及使用了该电力变换装置的空气调节装置。

解决技术问题的技术方案

本发明的电力变换装置具有：整流器，对三相交流电源进行整流；变压电路，具有电抗器、开关元件以及防回流元件，对在整流器被整流后的电压进行变压；电容器，使变压电路的输出电压平滑化；电源电压检测器，检测三相交流电源的至少1个线间电压或相电压；电流检测器，检测流经电抗器的电抗器电流；输出电压检测器，检测从变压电路输出的输出电压；以及转换器控制单元，根据在电压检测器检测到的线间电压或相电压和在电流检测器检测到的电抗器电流来控制变压电路的开关元件，转换器控制单元具备：电流控制单元，根据在输出电压检测器检测到的输出电压来计算电流指令值；电流减法器，计算在电流控制单元计算出的电流指令值与电抗器电流的电流偏差；开关指令值控制单元，根据在电流减法器计算出的电流偏差来计算开关指令值；电流偏差积蓄单元，具有生成针对每个不同的相位角累计在电流减法器计算出的电流偏差而得到的控制量且针对电源电压的每个不同的电源相位角分别设置的多个积分器；相位角计算单元，根据在电源电压检测器检测到的线间电压或相电压来计算电源相位角；输入选择单元，使与在相位角计算单元计算出的电源相位角对应的积分器积蓄电流偏差；输出选择单元，从与比在相位角计算单元计算出的电源相位角超前了设定相位量的相位角对应的积分器输出控制量；以及开关控制单元，使用从输出选择单元输出的控制量和开关指令值来生成对开关元件输出的开关信号。

发明效果

根据本发明的电力变换装置，误差积蓄单元积蓄电流偏差，输出选择单元超前设定延迟相位量地输出控制量，根据开关指令值以及控制量来生成开关信号，从而消除开关指令值所包含的误差，即使降低载波频率也能够在抑制电抗器电压的波动的同时损耗少地降低噪声。

附图说明

图1是示出本发明的电力变换装置的实施方式1的电路图。

图2是示出图1的电力变换装置中的转换器控制单元的一个例子的框图。

图3是示出以往的电流控制的响应慢且未使用误差积蓄单元的电力变换装置中的整流电压以及电抗器电流的一个例子的曲线图。

图4是示出以往的电流控制的响应快且未使用累计控制单元的电力变换装置中的整流电压以及电抗器电流的一个例子的曲线图。

图5是示出图1以及图2的电力变换装置中的电源电压、电抗器电流以及控制量的一个例子的曲线图。

图6是示出本发明的电力变换装置的实施方式2的框图。

图7是示出图6的电力变换装置中的转换器控制单元的一个例子的框图。

图8是示出本发明的电力变换装置的实施方式3的框图。

图9是使用了本发明的电力变换装置的空气调节装置的电路图。

附图标记

1、100、200：电力变换装置；2：三相交流电源；10：整流器；11：二极管；20、120、220：变压电路；21、121、222：电抗器；22、122a、122b、223：防回流元件；23、123a、123b、221：开关元件；25：平滑电容器；30：逆变器；40、140、240：转换器控制单元；41：电压减法器；42：电流控制单元；43：电流减法器；44：开关指令值控制单元；45：误差积蓄单元；45a：电流偏差积蓄单元；45b：相位角计算单元；45c：输入选择单元；45d：输出选择单元；46、146：开关控制单元；46a：加法器；46b、146d：开关信号输出单元；51：电源电压检测器；52：输出电压检测器；53：电流检测器；124：中间电容器；141：中间电压减法器；142：中间指令值控制单元；146b：中间减法器；146c：中间加法器；154：中间电压检测器；300：空气调节装置；300a：室外机；300b：室内机；301：压缩机；301a：压缩元件；302：流路切换器；303：室外热交换器；304：膨胀装置；305：室内热交换器；d0：开关指令值；d1、d11、d12：加法开关指令值；dm：中间开关指令值；il：电抗器电流；il*：电流指令值；m：负载(马达)；m0－mn：积分器；n：个数；s1、s11、s12：开关信号；vdc：来自变压电路的输出电压；vdc*：电压指令值；vin：来自整流器的输出电压；vl：电抗器电压；vm：中间电压；vm*：中间电压指令值；vrs：电源电压；θ：电源相位角。

具体实施方式

实施方式1.

以下，在参照附图的同时对本发明的电力变换装置的实施方式进行说明。图1是示出本发明的电力变换装置的实施方式1的电路图，参照图1对电力变换装置1进行说明。图1的电力变换装置1连接于例如空气调节装置中的压缩机或送风机的马达等负载m，对负载m供给预定频率的交流电流。电力变换装置1具备整流器10、变压电路20、平滑电容器25以及逆变器30。

整流器10是对3相交流电源100的交流电压(例如ac200v)进行整流的ac－dc转换器，包括例如桥接6个二极管11而成的3相全波整流器。该整流器10将整流后的电压vin输出到变压电路20。

变压电路20为将在整流器10被整流后的电压vin变压为任意电压(例如dc365v等)的dc－dc转换器，包括例如升压斩波器电路。变压电路20具有升压用的电抗器21、防回流元件22以及开关元件23。电抗器21连接于整流器10的输出端，防回流元件22与电抗器21串联连接。开关元件23连接于电抗器21与防回流元件22之间。

防回流元件22包括例如快速恢复二极管(fastrecoverydiode)等防回流二极管。开关元件23依照开关信号s1进行导通/截止动作，包括例如mofet、igbt等半导体元件、或例如带隙比硅(si)元件大的碳化硅(sic)元件、氮化镓(gan)、金刚石元件等宽带隙半导体。开关信号s1从转换器控制单元40被发送，以使变压电路20的输出电压vdc成为目标电压(电压指令值vdc*)的方式从转换器控制单元40被输出。

而且，在开关元件23导通的情况下，由整流器10整流后的电压vin被施加于电抗器21，被防回流元件22阻止导通。另一方面，在开关元件23截止的情况下，防回流元件22导通，在电抗器21感应与开关元件23导通时反向的电压。此时，在开关元件23导通时积蓄于电抗器21的能量在开关元件23截止时被转送到平滑电容器25侧。开关元件23的导通占空比由转换器控制单元40控制，从而控制来自变压电路20的输出电压vdc。而且，平滑电容器25使从变压电路20输出的输出电压vdc平滑化。

逆变器30将被平滑电容器25平滑并充电而得的直流电力变换为交流电力，包括多个开关元件。逆变器30连接于例如空气调节装置中的压缩机的马达等负载m，对负载m供给预定频率的交流电流。此外，逆变器30的动作由未图示的逆变器控制单元控制。

接下来，对图1的电力变换装置1的动作例进行说明。由三相交流电源2供给的交流电压使用整流器10而被整流并输出。由整流器10整流后的电压vin在变压电路20中被升压并积蓄于平滑电容器25。此时，控制变压电路20的动作以使电抗器电流il成为恒定。然后，在变压电路20被升压后的输出电压vdc被逆变器30变换为三相交流，并被供给到马达m。

如上所述，变压电路20中的开关元件23的动作由转换器控制单元40控制，转换器控制单元40根据在各种检测器检测到的信息来进行开关控制。即，电力变换装置1具备：电源电压检测器51，检测三相交流电源2的至少1个线间电压或相电压；输出电压检测器52，检测从变压电路20输出而积蓄于平滑电容器25的输出电压vdc；以及电流检测器53，检测在电抗器21中流过的电抗器电流il。而且，转换器控制单元40根据线间电压或相电压、输出电压vdc以及在电抗器21中流过的电抗器电流il来控制开关元件23的开关动作，控制从变压电路20输出的输出电压vdc。

图2是示出图1的电力变换装置中的转换器控制单元的一个例子的框图，参照图1以及图2对转换器控制单元40进行说明。此外，图1以及图2的转换器控制单元40的结构通过执行存储于微机的程序而构建。转换器控制单元40具有基于输出电压vdc的反馈环路的控制系统以及基于电抗器电流il的副环路(minorloop)的控制系统。具体而言，转换器控制单元40具有电压减法器41和电流控制单元42作为电压控制系统，具有电流减法器43和开关指令值控制单元44作为电流控制系统。

电压减法器41计算电压指令值vdc*(目标电压值)与输出电压vdc的电压差分。电流控制单元42根据在电压减法器41计算出的电压差分来计算流经电抗器21的电抗器电流il的电流指令值il*。在此，电流控制单元42例如通过进行将比例控制、积分控制以及微分控制组合而成的pid控制来计算电流指令值il*。此外，电流控制单元42只要是计算电流指令值il*的单元就不限定控制方法，例如既可以进行仅为比例控制和积分控制的pi控制，也可以进行仅为比例控制的p控制，只要为比例控制、积分控制以及微分控制中的任意控制的组合即可。

电流减法器43计算在电流控制单元42计算出的电流指令值il*与在电流检测器53检测到的电抗器电流il的电流偏差。开关指令值控制单元44根据在电流减法器43计算出的电流偏差来计算开关指令值(例如占空比)d0。在此，电流控制单元42例如通过进行将比例控制、积分控制以及微分控制组合而成的pid控制来计算开关指令值d0。此外，开关指令值控制单元44只要是计算开关指令值d0的单元就不限定控制方法，例如既可以进行仅为比例控制和积分控制的pi控制，也可以进行仅为比例控制的p控制，只要为比例控制、积分控制以及微分控制中的任意控制的组合即可。

另外，转换器控制单元40具有开关控制单元46，该开关控制单元46生成对开关元件23输出的开关信号s1。开关控制单元46根据在开关指令值控制单元44计算出的开关指令值d0来生成开关信号s1。

在此，转换器控制单元40具有积蓄电抗器电流il的谐波分量的误差积蓄单元45，开关控制单元46具有不仅使用开关指令值d0、而且还使用从误差积蓄单元45输出的控制量来生成开关信号s1的功能。

误差积蓄单元45具有电流偏差积蓄单元45a、相位角计算单元45b、输入选择单元45c以及输出选择单元45d。电流偏差积蓄单元45a具有积蓄每个电源相位角的电流偏差而生成控制量且针对电源电压vrs的每个不同的电源相位角而分别设置的n个积分器m0～mn－1。即，交流电压的1周期被分割为n个电源相位角的范围，对每个分割后的电源相位角的范围设置有积分器m0～mn－1。

多个积分器m0～mn－1的个数n优选为根据电源电压的周期(电源频率)和控制周期(控制频率)来设定。例如在控制频率为18000hz、三相交流电源2的电源频率为60hz的情况下，个数n被设定为18000÷60＝300。而且，交流电压的1周期被分割为n＝300个电源相位角的范围，设置n＝300个积分器m0～mn－1。因而，1个积分器对应于1.2度(360度÷300个)的电源相位角，对与电源相位角1.2度相应的电流偏差进行累计。

相位角计算单元45b根据线间电压或相电压来计算电源电压vrs的电源相位角θ。如上述那样，由于电源电压检测器51是检测三相交流电源2的至少1个线间电压或相电压的电源电压检测器，所以相位角计算单元45b计算三相中的任意1个相的电源相位角θ。另外，相位角计算单元45b具有检测电源电压vrs的过零点并检测电源电压vrs的周期的功能。电抗器电流il的谐波分量具有与电源电压的周期相同的频率特性。使用该性质，相位角计算单元45b检测电源电压的过零点，从而能够以简易的方法得知电抗器电流il的周期性，并能够廉价地构成电路。

输入选择单元45c使与在相位角计算单元45b计算出的相位角对应的任意的积分器m0～mn－1积蓄电流偏差。输出选择单元45d使得从与比在相位角计算单元45b计算出的电源相位角θ超前了设定延迟相位量的电源相位角对应的积分器m0～mn－1输出控制量。如上述那样，由于电抗器电流il的谐波分量具有与电源电压vrs的周期相同的频率特性，所以优选的是设定延迟相位被设定为电源周期1周期。由此，能够使用具有相同频率特性的控制量来消除误差，所以能够可靠地抑制电抗器电流il的波动。

进而，输入选择单元45c以及输出选择单元45d具有如下功能：考虑死区时间引起的延迟和电流控制引起的延迟这两种延迟，控制向各积分器m0～mn－1的电流偏差的累计以及输出的定时。死区时间引起的延迟是由微机等控制器的计算时间延迟所引起的，一般相当于控制周期的1次量。

关于电流控制引起的延迟，电抗器电流il与电抗器电压vl的关系成为下述式(1)的电压方程。

[式1]

如式(1)所示，电抗器电流il由电抗器电压vl的积分表示。因而，即使变压电路20输出为电抗器电压vl，直至反映为电流值为止也需要一定时间，需要加上控制周期的1次量的延迟。以上，两种延迟为控制周期的2次量的延迟。因此，输出选择单元45d选择输出的定时被设定为相比于输入选择单元45c选择输入的定时超前了控制周期的2次量的定时。

开关控制单元46使用从误差积蓄单元45输出的控制量和在开关指令值控制单元44计算出的开关指令值d0来生成对开关元件23输出的开关信号s1。具体而言，开关控制单元46具备加法器46a以及开关信号输出单元46b。加法器46a对开关指令值d0加上从误差积蓄单元45输出的控制量，输出加法开关指令值d1。此时，加法器46a也可以对开关指令值d0加上对控制量乘以预定常数而得到的值。

开关信号输出单元46b根据作为加法器46a的输出的加法开关指令值d1(占空比)生成表示开关元件23的接通/关断的开关信号s1。此时，开关信号输出单元46b能够利用使用具有载波频率的三角波来生成开关信号s1等各种公知的方法。

接下来，参照图2对转换器控制单元40的动作例进行说明。首先，在电压减法器41中，计算电压指令值vdc*(目标电压值)与当前的输出电压vdc的电压差分，在电流控制单元42中，根据电压差分来计算电流指令值il*。之后，在电流减法器43中，计算电流指令值il*与电抗器电流il的电流偏差，在开关指令值控制单元44中，根据电流偏差来计算开关指令值d0。

另一方面，在误差积蓄单元45的相位角计算单元45b中，根据电源电压vrs来计算当前的电源相位角θ。之后，在输入选择单元45c中，根据电源相位角θ来选择对电流偏差进行累计的积分器，在选择出的积分器中累计电流偏差。另外，在输出选择单元45d中，例如选择与比当前的电源相位角θ超前了1周期量的相位对应的积分器，输出积蓄于选择出的积分器的控制量。

之后，在开关控制单元46的加法器46a中，将控制量与开关指令值d0相加，从而输出反映了电流偏差的控制量的加法开关指令值d1。之后，在开关信号输出单元46b中，生成开关信号s1，输出到变压电路20的开关元件23。

根据上述实施方式1，误差积蓄单元45积蓄电流偏差，输出选择单元45d输出超前了设定延迟相位量的控制量，根据开关指令值d0以及控制量来生成开关信号s1。由此，利用电源电压的周期与电抗器电流il的脉动的周期有关联性这一情况，电抗器电流il与预定的电流值的电流偏差接近于零电流，所以能够提高电流控制的性能。其结果是，能够下调开关指令值控制单元44中的控制响应，并且使载波频率下降，能够抑制电力变换装置1的开关损耗以及噪声。

即，在为紧接着整流器10之后使用包括升压转换器的变压电路20的结构的情况下，如果不使电流控制的响应高速化，则无法将电抗器电流控制为恒定。图3是示出以往的电流控制的响应慢且未使用误差积蓄单元的电力变换装置的整流电压以及电抗器电流的一个例子的曲线图。如图3所示，关于紧接着整流器10之后的电压vin，由于各相的电源电压vrs的最大值与最小值之差被输出，所以电压因电源相位角不同而不同，在电压vin中以电源的6倍频率即360hz(电源频率为60hz的情况)产生脉动。由于当这样在输入电压产生脉动时，施加于电抗器21的两端的电压发生变化，所以电抗器电流il也产生360hz的脉动。

为了防止产生该脉动，考虑使电抗器21的电流控制系统高速地响应而设为充分高于360hz。图4是示出以往的电流控制的响应快且未使用累计控制单元的电力变换装置中的整流电压以及电抗器电流的一个例子的曲线图。如图4所示，在使电流控制响应变快的情况下，电抗器电流的脉动变小。然而，由于必须使电抗器控制相应加快，所以载波周期也需要设定为高速，导致变换器的开关损耗增加。

因而，通过进行使用了如图2所示的误差积蓄单元45的电抗器电流控制，即使使电抗器控制的响应变慢，也能够减小电抗器电流的脉动。图5是示出图1以及图2的电力变换装置的电源电压vrs、电抗器电流il以及控制量的一个例子的曲线图。此外，在图5中，从上方起依次示出了电源电压vrs、电抗器电流il以及控制量。

如图5所示，能够确认对于电源电压vrs的每个周期，电抗器电流的脉动减轻。即为如下状态：在与电源相位角θ对应的积分器中保存有电流偏差，电源电压vrs的1周期的脉动按照每个相位角而积蓄于积分器m0～mn－1。而且，与电源电压vrs的一周期后的电源相位角θ的定时相配合地输出积蓄于积分器m0～mn－1的控制量，在接下来的电源周期消除误差。通过针对所有的电源相位角θ的每个电源相位角θ以各自的积分器m0～mn－1实现上述处理，能够使所有的电源相位角θ的电流偏差接近于零。于是，如图5所示，相比于之前的电源周期，能够使电流偏差接近于零。在电源电压vrs的每个周期重复该控制，最终电流偏差变为零。

进而，在如图4那样提高载波频率的情况下，控制周期变短，需要在有限的时间内结束运算。因此，需要高性能的微机而花费成本。另一方面，如图5所示，在电力变换装置1中，即使不使载波频率变快，也能够抑制在电抗器电流il中产生脉动，所以能够使控制周期变长。其结果是，能够使用运算速度慢的廉价的微机，能够实现低成本化。

另外，使用从误差积蓄单元45输出的控制量和在开关指令值控制单元44计算出的开关指令值d0来生成开关信号s1。因此，能够以利用开关指令值控制单元44来提高对干扰的耐受力、并且利用误差积蓄单元45来提高对目标值的追随性(谐波抑制)的方式设定控制增益。由此，相比于以往的仅为pid控制的控制，能够实现高精度的控制。换言之，在使用过去1周期量的误差的重复控制中，电流的周期性是重要的。另一方面，当在如瞬间停止等那样的电源环境中产生波动的情况下，电流的周期性消失。即使在该情况下，通过设定为如上所述的控制增益，也能够在电源环境的波动时设为以pid控制为主地工作而提高对电源环境的波动的耐受力。

另外，在输出选择单元45d使得从与超前电源电压的1周期量作为设定延迟相位量的相位角对应的积分器输出控制量的情况下，能够使用具有相同频率特性的控制量来消除误差，所以能够可靠地抑制电抗器电流il的波动。

进而，输出选择单元45d在针对输入选择单元45c对积分器m0～mn－1的选择而选择超前控制周期的2周期量地输出控制量的积分器时，进行考虑了上述两种延迟的定时下的电流偏差的累计以及控制量的输出，所以能够在使用具有相同频率特性的控制量来消除误差时抑制相位的偏离，可靠地抑制电抗器电流il的波动。

实施方式2.

图6是示出本发明的电力变换装置的实施方式2的框图，参照图6对电力变换装置100进行说明。此外，在图6的电力变换装置100中，对具有与图1的电力变换装置1相同结构的部位附加相同的附图标记而省略其说明。在图6的电力变换装置100中，变压电路120包括多电平转换器。

具体而言，变压电路120具有电抗器121、两个防回流元件122a、122b、两个开关元件123a、123b以及中间电容器124。电抗器121连接于整流器10的输出端，防回流元件122a、122b相互串联连接，并且与电抗器121串联连接。开关元件123a、123b连接于电抗器121与防回流元件122a之间。另外，中间电容器124与防回流元件122a、122b之间和开关元件123a、123b之间连接。

变压电路120中的开关元件123a、123b的开关动作由转换器控制单元140控制。另外，电力变换装置100具有检测中间电容器124的中间电压vm的中间电压检测器154。而且，转换器控制单元140根据电源电压vrs、输出电压vdc、电抗器电流il以及在中间电压检测器154检测到的中间电压vm向开关元件123a输出开关信号s11，向开关元件123b输出开关信号s12。

此外，作为多电平转换器的变压电路120的基本功能与作为图1的升压转换器的变压电路20相同，但多电平转换器的斩波器的输出电压电平为3电平。中间电容器124的中间电压vm被控制为平滑电容器25的输出电压vdc的一半即1/2vdc，这样的中间电压指令值vm*被输入到转换器控制单元140。于是，多电平转换器能够输出0、1/2vdc、vdc这3电平。因此，能够减小开关损耗，电抗器121的载波纹波电流变小，所以能够实现高效率。

图7是示出图6的电力变换装置中的转换器控制单元140的一个例子的框图。此外，在图7的转换器控制单元140中，对具有与图2的转换器控制单元40相同结构的部位附加相同的附图标记而省略其说明。在图7中，转换器控制单元140考虑中间电容器124的中间电压vm而生成开关信号s11、s12。

具体而言，转换器控制单元140具有：中间电压减法器141，计算中间电压指令值vm*与中间电压vm的中间电压偏差；以及中间指令值控制单元142，根据在中间电压减法器141计算出的中间电压偏差来计算中间开关指令值dm。中间指令值控制单元142通过将比例控制、积分控制以及微分控制组合而成的pid控制来计算中间开关指令值dm。此外，电流控制单元42例如既可以进行仅为比例控制和积分控制的pi控制，也可以进行仅为比例控制的p控制，只要为比例控制、积分控制以及微分控制的任意控制的组合即可。

开关控制单元146具有加法器46a、中间减法器146b、中间加法器146c以及开关信号输出单元146d。中间减法器146b从自加法器46a输出的加法开关指令值d1减去加法开关指令值d11并输出。中间加法器146c对从加法器46a输出的加法开关指令值d1加上加法开关指令值d12并输出。

开关信号输出单元146d根据加法开关指令值d11来生成开关元件123a侧的开关信号s11，根据加法开关指令值d12来生成开关元件123b侧的开关信号s12。

即使在如上述实施方式2那样变压电路120包括多电平转换器的情况下，也与实施方式1同样地设置误差积蓄单元45，从而电流偏差接近于零电流，所以能够提高电流控制的性能。因此，能够下调开关指令值控制单元44中的控制响应并且使载波频率下降，从而能够降低电力变换器的损耗，抑制噪声。另外，由于降低载波频率从而控制周期变长，所以能够使用运算速度慢的廉价的微机来实现成本的削减。

实施方式3.

图8是示出本发明的电力变换装置的实施方式3的框图，参照图8对电力变换装置200进行说明。此外，在图8的电力变换装置200中，对具有与图1的电力变换装置1相同结构的部位附加相同的附图标记而省略其说明。图8的电力变换装置200的变压电路22包括降压转换器。

具体而言，图8的变压电路220具有与整流器10的输出端连接的开关元件221、与开关元件221串联连接的电抗器222以及连接于开关元件221与电抗器222之间的防回流元件223。而且，转换器控制单元40对开关元件221输出开关信号s1而进行降压的控制。

即使在如上述实施方式3那样的变压电路220为降压转换器的情况下，也与实施方式1同样地能够抑制电抗器电流il的脉动，提高电流控制的性能。因此，能够下调开关指令值控制单元44的控制响应，降低载波频率，降低电力变换器的损耗，抑制噪声。由于降低载波频率从而控制周期变长，所以能够使用运算速度慢的廉价的微机来实现成本的削减。

实施方式4.

图9是使用了本发明的电力变换装置的空气调节装置的电路图，参照图9对空气调节装置300进行说明。此外，在图9中，对应用了实施方式1～3的电力变换装置1、100、200的情况进行了示例。图9的空气调节装置300通过热泵方式来进行制冷运转以及制热运转。在空气调节装置300中，以压缩机301、流路切换器302、室外热交换器303、膨胀装置304、室内热交换器305、流路切换器302、然后压缩机301的顺序由制冷剂配管连接而构成制冷剂回路。其中，室外机300a构成为具备电力变换装置100、压缩机301、流路切换器302、室外热交换器303以及膨胀装置304，室内机300b构成为具备室内热交换器305。

其中，压缩机301具有对制冷剂进行压缩的压缩元件301a以及与压缩元件301a连结的马达m。而且，电力变换装置1(100、200)是上述实施方式1～3的电力变换装置，从三相交流电源2接受电力供给并供给到马达m而使马达m旋转驱动。

接下来，对图9所示的空气调节装置的动作进行说明。以制冷运转为例进行说明。此时，流路切换器302切换流路以使从压缩机301排出的制冷剂朝向室外热交换器303、从室内热交换器305流出的制冷剂朝向压缩机301。而且，室外热交换器303成为冷凝器，室内热交换器305成为蒸发器。

压缩机301的马达m通过电力变换装置100而旋转驱动，从而与马达m连结的压缩机301的压缩元件301a对制冷剂进行压缩，压缩机301排出高温高压制冷剂。从压缩机301排出的高温高压制冷剂经由流路切换器302流入到室外热交换器303，在室外热交换器303中与外部空气实施热交换而散热。从室外热交换器303流出的制冷剂通过膨胀装置304被膨胀以及减压，成为低温低压的气液二相制冷剂，流入到室内热交换器305，与空气调节对象空间的空气实施热交换而蒸发，成为低温低压的气体制冷剂，从室内热交换器305流出。从室内热交换器305流出的气体制冷剂经由流路切换器302被吸入到压缩机301而再次被压缩。重复以上的动作。

此外，在图9中，示出了对空气调节机的压缩机301应用了实施方式1～3的电力变换装置的例子，但并不限定于此，除了空气调节机之外，一般还能够应用于热泵装置、制冷装置以及其它制冷循环装置。

根据上述实施方式4，与实施方式1～3同样地能够降低载波频率，从而不仅改善作为空气调节装置的效率，还能够廉价地构成并且提高可靠性。

本发明的实施方式不限定于上述实施方式而能够进行各种变更。例如在上述实施方式1中，示例了对设定延迟相位被设定为电源周期1周期、加法器46a将开关指令值d0与延迟1周期量的控制量相加的情况，但设定延迟相位不限于此，而能够根据与电路结构相伴的延迟量适当地设定。另外，在相同的积分器m0～mn中，当在相同的定时进行电流偏差的输入和控制量的输出的情况下，也可以设为在电流偏差的积蓄完成时控制量被保存于未图示的缓冲器，从而控制量的输出从缓冲器被输出。